本發(fā)明涉及開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器技術(shù)，特別地，本發(fā)明涉及一種初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器以及相應(yīng)的控制電路。

背景技術(shù)：

開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器(開關(guān)電源)具有尺寸小、轉(zhuǎn)換效率高等優(yōu)點(diǎn)，其應(yīng)用領(lǐng)域不斷擴(kuò)大，包括充電器、適配器等。對(duì)于充電器，在全負(fù)載范圍內(nèi)(空載到重載)，其輸出表現(xiàn)為恒定電壓和恒定電流特性。

圖1所示是傳統(tǒng)的初級(jí)側(cè)(或稱原邊)調(diào)節(jié)開關(guān)模式充電器系統(tǒng)100示意圖。該開關(guān)電源充電器包括交流輸入端口(交流電壓范圍一般為85vac至265vac)、整流橋1(將交流電壓vac轉(zhuǎn)換為直流電壓vin)、輸入電容2、變壓器3、控制器4、功率開關(guān)5、輸出整流二極管6、輸出電容7、控制器儲(chǔ)能電容8、輸出端口(vo)等。一般情況下，充電器100會(huì)一直接入交流電插座，因此要求充電器100在空載時(shí)具有較低的待機(jī)功耗(例如75mw以下)，而在帶載時(shí)具有較高的轉(zhuǎn)換效率，以節(jié)省能源。

圖1所示開關(guān)電源充電器100的變壓器包括初級(jí)側(cè)(或稱原邊)繞組(匝數(shù)np)、次級(jí)側(cè)(或稱副邊)繞組(匝數(shù)ns)和輔助繞組(匝數(shù)na)。初級(jí)側(cè)繞組p1端(黑點(diǎn)所示)耦合至輸入電容2的正極，初級(jí)側(cè)繞組p2端(通過(guò)功率開關(guān)5)耦合至輸入電容2的負(fù)極(初級(jí)側(cè)參考地)。與初級(jí)側(cè)繞組p1端同名的次級(jí)側(cè)繞組端口s1(黑點(diǎn)所示)耦合至輸出電容的負(fù)極(次級(jí)側(cè)參考地)，次級(jí)側(cè)繞組另一端口s2(通過(guò)整流二極管6)耦合至輸出電容7的正極；與初級(jí)側(cè)繞組p1端同名的輔助繞組端口a1(黑點(diǎn)所示)耦合至儲(chǔ)能電容8的負(fù)極(初級(jí)側(cè)參考地)，輔助繞組另一端口a2(通過(guò)整流二極管12)耦合至控制器4的儲(chǔ)能電容8的正極。

圖1所示的傳統(tǒng)初級(jí)側(cè)調(diào)控開關(guān)電源100初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組及輔助繞組均是反激關(guān)系，而次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組是正激關(guān)系；也就是說(shuō)，初級(jí)側(cè)功率開關(guān)5導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)側(cè)繞組整流二極管6及輔助繞組整流二極管12均處于反向偏置狀態(tài)，能量存儲(chǔ)在初級(jí)側(cè)電感l(wèi)p內(nèi)；初級(jí)側(cè)功率開關(guān)5由導(dǎo)通切換為截至狀態(tài)后，能量通過(guò)整流二極管6和12傳遞到次級(jí)側(cè)輸出電容7和初級(jí)側(cè)控制器4的儲(chǔ)能電容8上。

圖2所示是傳統(tǒng)的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器100的主要節(jié)點(diǎn)電壓/電流波形示意圖。375v的vin電壓對(duì)應(yīng)265vac交流電整流后的直流電壓，而120v的vin電壓對(duì)應(yīng)85vac交流電整流后的直流電壓。當(dāng)功率開關(guān)從關(guān)斷狀態(tài)切換為導(dǎo)通狀態(tài)后，控制器4輸出最大的基極電流ibmax，初級(jí)側(cè)繞組電流ip從零開始線性上升，在初級(jí)測(cè)電流ip達(dá)到最大值ipmax的一定比例(例如80％)時(shí)控制器4停止提供基極電流ibmax。當(dāng)初級(jí)測(cè)電流ip達(dá)到最大值ipmax時(shí)控制器4接通功率開關(guān)5的基極對(duì)地的低阻通路，功率開關(guān)5從導(dǎo)通狀態(tài)切換為截至狀態(tài)，初級(jí)測(cè)電流ip從最大值ipmax跳變?yōu)?，次級(jí)側(cè)電流is從零跳變?yōu)閕smax。初級(jí)測(cè)電流/電壓與 次級(jí)測(cè)電流滿足

vin＝lp*ipmax/tonp(1)

ismax＝ipmax*(np/ns)(2)

|vln|＝(na/np)*vin*r11/(r10+r11)(3)

其中，tonp為初級(jí)測(cè)繞組電流ip從0增至ipmax的時(shí)間，vln為tonp時(shí)間段控制器4電壓檢測(cè)端vs的電壓，在圖1所示的傳統(tǒng)的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)電源100中，vln在tonp時(shí)間段為負(fù)壓，其絕對(duì)值反映輸入交流電壓vac的振幅(vin)。

對(duì)于圖1所示的開關(guān)電源100，在次級(jí)側(cè)繞組電流is從ismax線性下降到0的過(guò)程中，由于次級(jí)測(cè)整流器件6處于正向?qū)顟B(tài)，次級(jí)側(cè)繞組電壓與輸出電壓僅相差整流器件6的正向?qū)妷簐fd6。由于次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組是正激關(guān)系，在次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容7和負(fù)載的充電電流is存在的時(shí)間段tons，輔助繞組分壓電阻10和11的抽頭電壓vs反映輸出電壓。vs的平臺(tái)電壓vfb與輸出電壓vo存在如下關(guān)系：

vo＝(ns/na)*(1+r10/r11)*vfb-vfd6(4)

其中vfd6是整流二極管6的正向?qū)妷骸Ｒ虼?，?duì)于圖1所示的開關(guān)電源100，在次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容7和負(fù)載的充電電流is存在的時(shí)間段tons，控制器4采集vs端正的平臺(tái)電壓vfb，恒壓模塊通過(guò)比較vfb偏離目標(biāo)電壓vref的誤差信號(hào)，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)模塊控制功率開關(guān)5的導(dǎo)通時(shí)間寬度(pwm模式)或者開關(guān)頻率(pfm模式)，使得vfb穩(wěn)定在vref，從而在額定負(fù)載范圍(例如圖3所示負(fù)載阻抗在10k歐姆至5歐姆范圍內(nèi))得到公式(4)決定的穩(wěn)定的輸出電壓(例如圖3所示5v)，實(shí)現(xiàn)初級(jí)側(cè)調(diào)控輸出電壓vo。

對(duì)于圖1所示的開關(guān)電源100，在負(fù)載超出額定負(fù)載范圍(例如圖3所示負(fù)載阻抗在5歐姆至3.2歐姆范圍內(nèi))時(shí)，控制電路4中的恒流模塊工作，通過(guò)設(shè)定次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容7和負(fù)載的充電電流is存在的時(shí)間段tons與開關(guān)周期t的比值ds為常數(shù)(或其他方式)，使得輸出電流平均值io穩(wěn)定。對(duì)于設(shè)定ds為常數(shù)的恒流方法，

io＝(1/2)*ipmax*(np/ns)*ds(5)

其中ipmax＝vcsref/r9，vcsref為控制器內(nèi)部決定的恒流參考電壓。

基于成本考慮，圖1所示的小功率(例如12w以下)開關(guān)電源的功率開關(guān)5常采用雙極型晶體管。雙極型晶體管是電流驅(qū)動(dòng)型半導(dǎo)體功率器件。由圖2所示，控制電路4的驅(qū)動(dòng)模塊在初級(jí)側(cè)電流ip存在時(shí)間(tonp)的大部分時(shí)間段(tonb)內(nèi)輸出ibmax的基極電流，使功率開關(guān)5處于導(dǎo)通狀態(tài)。在ip存在時(shí)間(tonp)的后部(約占tonp的20％)，驅(qū)動(dòng)電路停止提供基極電流，以減少雙極型功率開關(guān)5關(guān)斷時(shí)的退飽和時(shí)間，降低損耗。

圖1所示的開關(guān)電源100中，使雙極型功率開關(guān)5工作在導(dǎo)通狀態(tài)會(huì)產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)損耗?？刂破?的平均驅(qū)動(dòng)功率

pdrvon＝ibmax*(tonb/t)*vcc(6)

其中t為功率開關(guān)的開關(guān)周期。由此可見，驅(qū)動(dòng)損耗正比于控制器儲(chǔ)能電容8的電壓vcc和基極電流存在時(shí)間tonb。

如圖2所示，對(duì)于圖1所示的開關(guān)電源100，由于初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組及輔助繞 組均是反激關(guān)系，而且次級(jí)側(cè)輸出電容7的容值(約470μf)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于控制器4的儲(chǔ)能電容8的容值(約3.3μf)，初級(jí)側(cè)功率開關(guān)5由導(dǎo)通切換為截至狀態(tài)后，初級(jí)側(cè)能量的大部分轉(zhuǎn)換到次級(jí)側(cè)繞組，在tons時(shí)間段以充電電流is為輸出電容7和負(fù)載(負(fù)載耦合至輸出端口，圖中未畫出)充電，初級(jí)側(cè)能量的一小部分轉(zhuǎn)換到輔助繞組，以電流ia為儲(chǔ)能電容8充電。儲(chǔ)能電容8的電壓vcc依賴于輔助繞組與次級(jí)側(cè)繞組的匝比(na/ns)、輸出電壓(vo)、整流二極管12的反向恢復(fù)時(shí)間、變壓器的三個(gè)繞組的具體繞制方式、功率開關(guān)5的開關(guān)頻率和其他寄生參數(shù)，很難用一個(gè)簡(jiǎn)明的公式表達(dá)出來(lái)，一般依賴經(jīng)驗(yàn)值進(jìn)行估算。在次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容7和負(fù)載的充電電流is的最大值ismax附近，vcc電壓處于一個(gè)開關(guān)周期t內(nèi)的最大值；在初級(jí)側(cè)繞組電流ip的最大值ipmax附近，vcc電壓處于一個(gè)開關(guān)周期t內(nèi)的最小值。為保證控制器4在各種情況下(例如負(fù)載跳變)能夠穩(wěn)定工作，vcc電壓需要留有余量。

輸入交流電壓vac在其全變化范圍(通常85vac～265vac)內(nèi)，由公式(1)可知，tonp有3倍的變化，相應(yīng)的tonb也有約3倍的變化。在圖1所示的開關(guān)電源100中，在接近滿載時(shí)，vcc在85vac下(對(duì)應(yīng)vin電壓120v)的電壓值與在265vac下(對(duì)應(yīng)vin電壓375v)的電壓值基本相等，如圖2所示的vcc電壓曲線所示。因此，在圖1所示的開關(guān)電源100中，85vac下驅(qū)動(dòng)雙極型功率開關(guān)的平均功率損耗是265vac下相應(yīng)驅(qū)動(dòng)損耗的3倍，導(dǎo)致控制器4的發(fā)熱在不同的輸入交流電壓下會(huì)有較大的差別。

圖3所示為典型的鋰電池充電器特性曲線，當(dāng)負(fù)載阻抗在最大值(例如10k歐姆)到滿載(5歐姆)的范圍內(nèi)，開關(guān)電源100工作在恒壓模式，輸出電壓穩(wěn)定在5v；當(dāng)負(fù)載阻抗在滿載(5歐姆)到重載(3.2歐姆)之間時(shí)，開關(guān)電源100工作在恒流模式，輸出電流穩(wěn)定在1a；當(dāng)負(fù)載阻抗進(jìn)一步加重(3.2歐姆以下)直至短路時(shí)，開關(guān)電源100不再輸出穩(wěn)定的電壓和電流，而是反復(fù)重新啟動(dòng)(圖3虛線所示)，直到負(fù)載電阻回到初級(jí)側(cè)調(diào)控開關(guān)電源100的典型負(fù)載范圍內(nèi)(10k歐姆至3.2歐姆之間)。圖3所示的特性曲線對(duì)于鋰電池充電是必要的，因?yàn)椴捎贸Ｒ?guī)電流(例如1a)為電壓過(guò)低的鋰電池充電對(duì)電池壽命是不利的。

對(duì)于圖3所示的為鋰電池充電的手機(jī)充電器，圖1所示的開關(guān)電源100中，控制器在恒壓模式工作時(shí)的vcc電壓約在15v附近，當(dāng)控制器工作在恒流模式時(shí)，輸出電壓接近3.2v時(shí)，vcc電壓大約降低至7v附近。

對(duì)于鎳氫電池，一般要求在電壓很低(例如1v以下)時(shí)充電器仍然能夠輸出穩(wěn)定的電流，例如圖4所示的輸出特性曲線。圖1所示的開關(guān)電源結(jié)構(gòu)在常見的輔助繞組對(duì)次級(jí)繞組匝比(na/ns，一般等于2)條件下，輸出電壓接近ov時(shí)會(huì)遇到控制器4供電電壓vcc達(dá)不到最低要求電壓(例如5v)的問(wèn)題，造成開關(guān)電源反復(fù)啟動(dòng)，無(wú)法輸出穩(wěn)定的電流。采用圖1的傳統(tǒng)開關(guān)電源100，在較低(例如0.2v)輸出電壓下如果仍然想保持足夠高(例如7v)的vcc電壓，就必須選擇較大的輔助繞組和次級(jí)側(cè)繞組匝比(na/ns)。而過(guò)大的na/ns會(huì)導(dǎo)致恒壓輸出(5v)下vcc電壓變得過(guò)高，在85vac下驅(qū)動(dòng)雙極型功率開關(guān)的損耗變得難以接受。

圖1所示的開關(guān)電源100中，啟動(dòng)電阻13耦合至輸入電容2和控制器儲(chǔ)能電容8的正極。當(dāng)開關(guān)電源100接入輸入交流電壓后，整流后的直流電壓vin通過(guò)啟動(dòng)電阻13將電容8的電壓充至控制器4的啟動(dòng)電壓之上，使控制器4開始工作，輸出電壓vo從ov開始上升。 由于輔助繞組對(duì)電容8的供電會(huì)受到(na/ns)*(vo+vfd6)的影響與限制，vo必須上升到一定電壓(例如2.5v)之后，輔助繞組才可以通過(guò)整流二極管12為電容8補(bǔ)充電荷。在此之前控制器只能靠?jī)?chǔ)能電容8儲(chǔ)存的電量驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)5。這就要求儲(chǔ)能電容8具有較大的容值，通常在3.3μf左右。而為了在85vac下開關(guān)電源100上電后能夠在較快的時(shí)間(例如3秒以內(nèi))建立額定輸出電壓vo(例如5v)，開關(guān)電源100中啟動(dòng)電阻13的阻值不能很大，通常在兆歐姆(例如3兆歐姆)量級(jí)，使得啟動(dòng)電阻13在較高交流電壓(例如230vac)下會(huì)消耗數(shù)十毫瓦的功率，不利于降低空載時(shí)開關(guān)電源100的損耗。

圖1所示的開關(guān)電源100中，將啟動(dòng)電阻耦合至輸入電容2的正極，在充電器空載下電時(shí)，輸入電容2可能反復(fù)為儲(chǔ)能電容8充電，控制器4反復(fù)啟動(dòng)，使輸出端口出現(xiàn)鐮刀形狀的電壓波動(dòng)。

綜上所述，有必要提出一個(gè)既能滿足典型的鋰電池充電特性曲線(圖3所示)、又能滿足鎳氫電池充電特性曲線(圖4所示)的寬恒流工作范圍、低驅(qū)動(dòng)損耗、低待機(jī)功率的低成本開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器及其控制電路，改進(jìn)現(xiàn)有的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器的不足。而這正是本發(fā)明的目標(biāo)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，提出一種新的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器的控制器供電方式和相應(yīng)的電壓控制環(huán)路，實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載范圍內(nèi)的恒流和恒壓輸出，降低初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動(dòng)損耗和待機(jī)功耗，降低轉(zhuǎn)換器的成本。

根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，提出了一種初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式交流-直流轉(zhuǎn)換器及其控制器，包括：輸入端口，耦合至交流電；輸入整流器件，耦合至輸入端口；控制器；輸入電容、輸出電容和控制器儲(chǔ)能電容；輸出整流器件，耦合至輸出電容；供電整流器件，耦合至控制器儲(chǔ)能電容；變壓器，由初級(jí)側(cè)繞組、次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組構(gòu)成，輔助繞組與初級(jí)側(cè)繞組為正激關(guān)系，輔助繞組與次級(jí)側(cè)繞組為反激關(guān)系。輸入電容的正極板、輸出電容的負(fù)極板和儲(chǔ)能電容的正極板分別耦合至初級(jí)側(cè)繞組、次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組的一組同名端；輸入電容的負(fù)極板、輸出電容的正極板和儲(chǔ)能電容的負(fù)極板分別耦合至初級(jí)側(cè)繞組、次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組的另一組同名端；初級(jí)測(cè)繞組儲(chǔ)能的同時(shí)輔助繞組為控制器儲(chǔ)能電容充電，次級(jí)測(cè)繞組為輸出電容和負(fù)載供電時(shí)輔助繞組感應(yīng)出反映輸出電壓但與之反相的電壓，經(jīng)控制器電壓反相電路處理后用于恒壓控制。

附圖說(shuō)明

圖1為現(xiàn)有的開關(guān)模式初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器原理圖；

圖2為現(xiàn)有的開關(guān)模式初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器主要節(jié)點(diǎn)電壓/電流波形示意圖；

圖3為典型的鋰電池充電器輸出特性曲線；

圖4為典型的鎳氫電池充電器輸出特性曲線；

圖5為基于本發(fā)明的開關(guān)模式初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器一個(gè)實(shí)施例的原理圖；

圖6為基于本發(fā)明的開關(guān)模式初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器一個(gè)實(shí)施例的主要節(jié)點(diǎn)電壓/電流波形示意圖；

圖7為基于本發(fā)明圖5至圖6所示的開關(guān)模式初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)交流-直流轉(zhuǎn)換器控制器電壓反相電路實(shí)施例示意圖；

具體實(shí)施方式

以下詳細(xì)描述本發(fā)明的具體實(shí)施例。實(shí)施例的示例在附圖中給出。應(yīng)當(dāng)注意，這里描述的實(shí)例只是用來(lái)舉例說(shuō)明，并不用于限制本發(fā)明。為了便于透徹理解本發(fā)明，闡述了實(shí)施的細(xì)節(jié)。然而，對(duì)于本領(lǐng)域一般技術(shù)人員顯而易見的是，不必采用這些細(xì)節(jié)也可以實(shí)施本發(fā)明。在實(shí)施例的描述中，為了避免混淆本發(fā)明，對(duì)本領(lǐng)域眾所周知的電路，例如初級(jí)側(cè)調(diào)控開關(guān)電源控制器中典型的恒壓模塊、恒流模塊和驅(qū)動(dòng)模塊未作具體描述。

在整個(gè)說(shuō)明書中，對(duì)“一個(gè)實(shí)施例”、“實(shí)施例”的提及意味著，結(jié)合該實(shí)施例描述的特定特征、結(jié)構(gòu)或者特性被包含在本發(fā)明至少一個(gè)實(shí)施例中。因此，在整個(gè)說(shuō)明書的各個(gè)地方出現(xiàn)的短語(yǔ)“在一個(gè)實(shí)施例中”、“在實(shí)施例中”不一定都指同一個(gè)實(shí)施例。此外，可以用任何適當(dāng)?shù)慕M合和(或)子組合將特定的特征、結(jié)構(gòu)或者特性組合在一個(gè)或者多個(gè)實(shí)施例中。因此，本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在此提供的附圖都是為了說(shuō)明目的，并且附圖不一定是按照比例繪制的。應(yīng)當(dāng)指出，當(dāng)稱元件“耦合到”另一元件時(shí)，它可以直接耦合到另一元件，也可以存在中間元件。相反，當(dāng)稱元件“直接耦合到”另一元件時(shí)，不存在中間元件。相同或類似的附圖標(biāo)記表示相同或類似的元件或具有相同或類似操作的元件。

圖5是基于本發(fā)明的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式充電器200示意圖。與圖1所示的傳統(tǒng)的開關(guān)電源100的不同之處在于，開關(guān)電源200的輔助繞組與初級(jí)側(cè)繞組構(gòu)成正激關(guān)系、而與次級(jí)側(cè)繞組構(gòu)成反激關(guān)系。

為適應(yīng)本發(fā)明的初級(jí)側(cè)調(diào)節(jié)開關(guān)模式充電器200中輔助繞組連接方式的變化，本發(fā)明的開關(guān)電源控制器24中增加了將反映輸出電壓但與輸出電壓反相的輔助繞組平臺(tái)電壓求反以轉(zhuǎn)換為與輸入電壓同相的模塊。

以下結(jié)合圖5、圖6和圖7對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例和優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。

本發(fā)明實(shí)施例圖5的開關(guān)電源200的初級(jí)側(cè)調(diào)控開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器變壓器由初級(jí)側(cè)繞組、次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組構(gòu)成。輔助繞組與初級(jí)側(cè)繞組構(gòu)成正激關(guān)系、輔助繞組與次級(jí)側(cè)繞組構(gòu)成反激關(guān)系。

如圖5所示，開關(guān)電源200包括輸入端口(vac)、整流橋21、輸入電容22、變壓器23、開關(guān)電源控制器24、功率開關(guān)25、輸出整流器件26、輸出電容27、輸出端口(vo)、控制器儲(chǔ)能電容28、初級(jí)側(cè)電流檢測(cè)電阻29、輔助繞組分壓電阻30和31、輔助繞組整流二極管32、啟動(dòng)器件33。為限制儲(chǔ)能電容28的充電電流，可以選擇在整流二極管32的陽(yáng)極(或陰極)串聯(lián)一個(gè)限流電阻(圖5沒有畫出)。

如圖5所示，本發(fā)明的實(shí)施例開關(guān)電源200的變壓器包括初級(jí)側(cè)繞組(匝數(shù)np)、次級(jí)側(cè)繞組(匝數(shù)ns)和輔助繞組(匝數(shù)na)。初級(jí)側(cè)繞組的一端p1(黑點(diǎn)所示)耦合至輸入電容22的正極，初級(jí)側(cè)繞組的另一端p2端(經(jīng)功率開關(guān)25和電流檢測(cè)電阻29)耦合至輸入電容22的負(fù)極(初級(jí)側(cè)參考地)。與初級(jí)側(cè)繞組p1端同名的次級(jí)側(cè)繞組端口s1(黑點(diǎn)所示)耦合至輸出電容27的負(fù)極(次級(jí)側(cè)參考地)，次級(jí)側(cè)繞組另一端s2(通過(guò)整流器件26) 耦合至輸出電容27的正極；與初級(jí)側(cè)繞組p1端同名的輔助繞組端口a1(黑點(diǎn)所示，通過(guò)整流二極管32)耦合至控制器24的儲(chǔ)能電容28的正極，輔助繞組另一端口a2耦合至儲(chǔ)能電容28的負(fù)極(初級(jí)側(cè)參考地)。

圖5所示的本發(fā)明開關(guān)電源200中，初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組是反激關(guān)系，初級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組是正激關(guān)系，次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組是反激關(guān)系；也就是說(shuō)，初級(jí)側(cè)功率開關(guān)25導(dǎo)通時(shí)，輔助繞組通過(guò)整流二極管32為控制器24的儲(chǔ)能電容28充電。

圖5所示的本發(fā)明開關(guān)電源200中，從第一個(gè)開關(guān)動(dòng)作開始，儲(chǔ)能電容28即可接受輔助繞組的供電，因此電容28的容值小于圖1所示傳統(tǒng)的初級(jí)側(cè)調(diào)控開關(guān)電源100的儲(chǔ)能電容容值。電容28可選用470nf的貼片電容，從而降低了系統(tǒng)成本，并可以支持更大阻值的啟動(dòng)器件33，進(jìn)而降低了系統(tǒng)的待機(jī)功率。由于儲(chǔ)能電容28容值較小，輔助繞組為儲(chǔ)能電容28的充電過(guò)程對(duì)于功率開關(guān)25導(dǎo)通結(jié)束時(shí)能量從初級(jí)側(cè)繞組傳遞到次級(jí)側(cè)繞組的影響可以忽略不計(jì)。

基于本發(fā)明的輔助繞組供電方式，儲(chǔ)能電容28的電壓由輔助繞組與初級(jí)側(cè)繞組的匝比(na/np)和輸入交流電壓vac決定，與輸出電壓無(wú)關(guān)。因此適合圖4所要求的輸出電壓接近ov時(shí)仍然能夠提供穩(wěn)定負(fù)載電流的應(yīng)用?？刂破?4的儲(chǔ)能電容28的電壓

vcc＝(na/np)*vin-vfd32＝(na/np)*vac*1.414-vfd32(7)

僅與輔助繞組與初級(jí)側(cè)繞組的匝比和輸入交流電壓的幅值有關(guān)，與輸出電壓和變壓器其他參數(shù)無(wú)關(guān)。

不同于圖1傳統(tǒng)的開關(guān)電源100，本發(fā)明實(shí)施例中控制器供電電壓vcc電壓可以精確控制。例如，選擇na/np＝1/18，則在85vac下vcc電壓在6v左右，265vac下vcc電壓在20v左右。在一個(gè)開關(guān)周期t內(nèi)，vcc電壓在功率開關(guān)25導(dǎo)通之前降到最低，而在功率開關(guān)25導(dǎo)通之后，vcc電壓快速升至公式(7)決定的電壓值。

圖5僅僅是基于本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)施例。對(duì)于本領(lǐng)域一般技術(shù)人員顯而易見的是，可以有多種方法實(shí)施本發(fā)明。例如，可以選擇將次級(jí)整流器件26置于輸出電容27負(fù)極和次級(jí)繞組s1之間，整流器件26可以選擇二極管，也可以選擇同步整流器。啟動(dòng)器件33可以是高壓電阻，也可以是高壓耗盡型晶體管。啟動(dòng)器件33可以耦合至交流輸入端口，也可以耦合至輸入電容22的正極。

如圖6所示，基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200，控制器的平均驅(qū)動(dòng)功率為

pdrvon＝ibmax*(tonb*vcc)/t(8)

由于基于本發(fā)明實(shí)施例的系統(tǒng)的vcc電壓在85vac的值可以降至6v左右，明顯低過(guò)圖1所示傳統(tǒng)初級(jí)側(cè)調(diào)控的開關(guān)電源100的控制器供電電壓，而且基于本發(fā)明實(shí)施例的系統(tǒng)的tonb*vcc基本上不隨輸入交流電壓變化(當(dāng)輸入交流電壓升高時(shí)，雖然vcc電壓上升，但是tonb時(shí)間縮短)，因此基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200其驅(qū)動(dòng)損耗在85vac和265vac下是均衡的，從而提高了開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率。

如圖6所示，基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200，由于次級(jí)側(cè)繞組和輔助繞組是反激關(guān)系，輔助繞組分壓電阻30和31的抽頭電壓vs所反映的次級(jí)側(cè)繞組電壓與圖1傳統(tǒng)的開關(guān) 電源100有所不同。圖6中，在次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容27和負(fù)載的充電電流is存在的時(shí)間段tons，vs的平臺(tái)電壓vfb是負(fù)值(與輸出電壓反相)，vfb與輸出電壓vo存在如下關(guān)系：

vo＝-(ns/na)*(1+r30/r31)*vfb-vfd26(9)

其中vfd26是整流二極管26的正向?qū)妷骸?/p>

因此，基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200，其控制器24需要將vs節(jié)點(diǎn)反映輸出電壓的負(fù)壓平臺(tái)轉(zhuǎn)換為正壓平臺(tái)(電壓求反)，由控制器24的電壓反相電路實(shí)現(xiàn)。轉(zhuǎn)換完成后即可以按照傳統(tǒng)的控制方法實(shí)現(xiàn)恒壓工作。

圖7給出了一種將負(fù)壓平臺(tái)轉(zhuǎn)換為正電壓平臺(tái)的電壓反相電路實(shí)施例。

如圖7所示，電流源i245為二極管連接的q243的b-e結(jié)提供偏置電流。當(dāng)次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容27和負(fù)載充電時(shí)(tons階段)，vs為負(fù)的平臺(tái)電壓vfb，q244的基極到發(fā)射極電壓等于q243的b-e結(jié)電壓(約0.7v)，節(jié)點(diǎn)vg近似為虛地。流過(guò)電阻r241的電流i1與vfb的絕對(duì)值成正比，i1經(jīng)過(guò)p型mos晶體管q246和q247組成的電流鏡鏡像為電流i2，i2在電阻r242上產(chǎn)生電壓vsp。將q246和q247設(shè)置為相同的尺寸，簡(jiǎn)單推理可得在次級(jí)側(cè)繞組對(duì)輸出電容27和負(fù)載充電的tons時(shí)段

vsp＝|vfb|*r242/r241(10)

從而實(shí)現(xiàn)了負(fù)壓到正壓的電壓轉(zhuǎn)換(電壓反相)。

圖7中，在初級(jí)測(cè)功率開關(guān)25導(dǎo)通(tonp)時(shí)，vs變?yōu)檎扔谳斎虢涣麟妷悍档恼妷?，二極管連接的mos晶體管q248起鉗位節(jié)點(diǎn)vg的正電壓作用，以限制vg節(jié)點(diǎn)的正向電壓，避免q244的發(fā)射結(jié)擊穿。

在圖5所示的基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200中，啟動(dòng)器件33耦合至輸入交流電壓的一個(gè)端口，在開關(guān)電源200上電后，在交流電壓的正半周(或負(fù)半周)交流電壓通過(guò)啟動(dòng)器件33為儲(chǔ)能電容28充電。與圖1所示傳統(tǒng)的將啟動(dòng)器件耦合至輸入電容正極板的方式相比，將啟動(dòng)器件33耦合至交流電壓端口，在交流電壓下電后，可以使儲(chǔ)能電容28的電壓vcc降至控制器24最低工作電壓之下以后，輸入電容22上的存留的電荷不能通過(guò)啟動(dòng)器件33給儲(chǔ)能電容28充電，避免了開關(guān)電源200可能出現(xiàn)多次重新啟動(dòng)造成輸出電壓的鐮刀波。

圖5所示的基于本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源200中，控制器開始工作后，從功率開關(guān)第一次導(dǎo)通開始，輔助繞組就開始對(duì)儲(chǔ)能電容28供電，與vo電壓的高低沒有關(guān)系。因此，儲(chǔ)能電容28的容值可以降低。在85vac下開關(guān)電源200上電后同樣以較快的時(shí)間(例如3秒以內(nèi))建立額定輸出電壓vo(例如5v)的條件下，啟動(dòng)器件33可以選擇為更大阻值的電阻(例如10兆歐姆以上)，從而使啟動(dòng)器件33在較高交流電壓(例如230vac)下消耗的功率小于10毫瓦，降低了空載時(shí)開關(guān)電源200的損耗。

雖然已經(jīng)根據(jù)上述典型實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是應(yīng)該理解，所用的術(shù)語(yǔ)是說(shuō)明和示例性的，而不是限制性的術(shù)語(yǔ)。由于本發(fā)明能夠以多種形式具體實(shí)施而不脫離本發(fā)明的精神或?qū)嵸|(zhì)，所以應(yīng)當(dāng)理解，上述實(shí)施例并不限于任何前面所述的具體細(xì)節(jié)，而應(yīng)當(dāng)在權(quán)利要求所限定的精神和范圍內(nèi)廣泛地理解。因此，落入權(quán)利要求或其等效范圍內(nèi)的全部變化和改型都為權(quán)利要求所涵蓋。