專利名稱：高頻考畢茲振蕩電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及壓電振蕩器，特別涉及在高頻區(qū)域獲得較大負(fù)性電阻的高頻考畢茲振蕩電路。
背景技術(shù)：
近年來(lái)，伴隨無(wú)線通信的發(fā)展，要求振蕩器高頻化、小型化。一般情況下，石英振蕩器的頻率穩(wěn)定性良好，當(dāng)前被廣泛應(yīng)用于通信設(shè)備和計(jì)算機(jī)等中。通常，作為石英振蕩電路多使用考畢茲振蕩電路，該電路如公知的那樣，是在集電極—基極之間連接感應(yīng)性元件，在基極—發(fā)射極之間和集電極—發(fā)射極之間分別連接電容性元件而構(gòu)成的振蕩電路。圖23是使用了雙極晶體管的基本的考畢茲石英振蕩電路，作為晶體管TR1的集電極—基極之間的感應(yīng)性元件，在基極—接地之間使用石英振子X(jué)和電容Cv(Cv用于微調(diào)整振蕩頻率)的串聯(lián)連接元件。另外，在基極—接地之間連接電容C1和C2的串聯(lián)連接元件，并且在發(fā)射極—接地之間之間插入電阻Re，將電容C1、C2的中點(diǎn)和發(fā)射極連接。
在圖23的考畢茲振蕩電路中，電源Vcc和接地(GND)通過(guò)旁路電容器C3進(jìn)行了高頻短路，所以集電極—基極之間被按照等效電路的方式插入以石英振子X(jué)為主的感應(yīng)性元件。并且，電容C1和C2的中點(diǎn)連接在發(fā)射極上，所以在晶體管TR1的基極—發(fā)射極之間插入電容C1，在集電極—發(fā)射極之間插入電容C2，從而均作為電容性來(lái)發(fā)揮作用。
此處，作為感應(yīng)性元件使用了石英振子，這是因?yàn)镼值較大，相對(duì)頻率變化的等效電感的變化比率較大，頻率控制容易進(jìn)行，所以容易構(gòu)成頻率穩(wěn)定的振蕩電路。
一般情況下，公知在考畢茲石英振蕩電路中，從石英振子X(jué)的兩端(圖23的情況下為石英振子和電容Cv)觀看電路側(cè)時(shí)的放大率、所謂的負(fù)性電阻R(Ω)，與電容C1、C2和頻率的平方ω2成反比，與集電極電流成正比。即，如圖10的仿真結(jié)果所示，在頻率提高的同時(shí)，負(fù)性電阻R(Ω)的絕對(duì)值增大，并在規(guī)定的頻率下達(dá)到峰值，然后隨著頻率提高而減小。在普通的考畢茲石英振蕩器中，一般把振蕩頻率下的負(fù)性電阻R設(shè)為石英振子的等效電阻的約3～5倍，并設(shè)計(jì)成為在所期望的振蕩頻率下獲取較大的負(fù)性電阻值。
非專利文獻(xiàn)1三宅「トランジスタ水晶発振器」，信學(xué)誌Vol.53，No.6，pp.771-777，1970非專利文獻(xiàn)2川島、平間、斎藤、小川「水晶振動(dòng)子とその応用デバイス」，信學(xué)誌C，Vol.J82-C，No.12，pp.667-682，1999.1非專利文獻(xiàn)3作田、三野、関根「位相雑音拡大を用いた高精度発振器の位相雑音測(cè)定に関する検討」，信學(xué)誌C，Vol.J82-C，No.9，pp.486-492，1999.9非專利文獻(xiàn)4下野「CIディップ周波數(shù)ジヤンプを抑制する水晶発振器」，信學(xué)誌C，Vol.J85-C，No.4，pp.249-259，2002.4發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明要解決的問(wèn)題是，在圖24所示的普通考畢茲石英振蕩電路中，在高頻頻帶、特別是GHz頻帶中難以獲得負(fù)性電阻值。因此，伴隨今后日益重要的信息通信基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的傳輸速度的提高，將難以滿足對(duì)作為時(shí)鐘頻率源的振蕩器的高頻化要求。
為了解決上述課題，本發(fā)明之一的特征在于，具有考畢茲振蕩電路和集電極接地放大電路，并具有以下結(jié)構(gòu)將所述考畢茲振蕩電路的輸出端子與所述集電極接地放大電路的輸入端子連接，將所述集電極接地放大電路的輸出反饋連接到所述考畢茲振蕩電路上。
本發(fā)明之二的特征在于，具有考畢茲振蕩電路，其具有第一晶體管作為振蕩用放大器；以及集電極接地放大電路，其具有第二晶體管作為放大器；并且具有以下結(jié)構(gòu)連接所述第一晶體管的發(fā)射極和所述第二晶體管的基極，連接所述第一晶體管的集電極和所述第二晶體管的發(fā)射極。
本發(fā)明之三的特征在于，在所述第一晶體管的發(fā)射極和接地之間插入連接由電容和電感器構(gòu)成的并聯(lián)諧振電路。
本發(fā)明的考畢茲振蕩電路(以下稱為擴(kuò)展考畢茲振蕩電路或高頻考畢茲振蕩電路)的優(yōu)點(diǎn)如下，在電壓控制式壓電振蕩器中，使電壓源電路的輸出通過(guò)耦合電容器反饋到考畢茲振蕩電路的集電極側(cè)，利用此時(shí)的基極—集電極之間電容和耦合電容的相位偏移，在GHz頻帶中也能夠獲得較大的負(fù)性電阻。
使用高頻考畢茲振蕩電路試制1[GHz]的VCSO，并進(jìn)行了評(píng)價(jià)，得到了良好的特性。并且，通過(guò)在高頻考畢茲振蕩電路中內(nèi)置諧振電路，可以把負(fù)性電阻的峰值設(shè)定在振蕩頻率附近，因此可以進(jìn)一步增大負(fù)性電阻，相比以往的高頻考畢茲振蕩電路，可以在更高的高頻頻帶下使用，并且可以實(shí)現(xiàn)低驅(qū)動(dòng)電平的振蕩。


圖1是本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路圖。
圖2是以往的考畢茲振蕩電路和本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線。
圖3是使用了理想晶體管的以往的考畢茲振蕩電路和本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線。
圖4是只考慮了集電極—發(fā)射極之間電容的以往的考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線。
圖5是只考慮了基極—集電極之間電容的以往的考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線。
圖6是本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的小信號(hào)時(shí)的電路結(jié)構(gòu)。
圖7是本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的小信號(hào)等效電路的一例。
圖8是本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的一個(gè)實(shí)施方式。
圖9是本發(fā)明的高頻考畢茲振蕩電路。
圖10是理想晶體管的負(fù)性電阻。
圖11是考慮了晶體管的內(nèi)部電容的負(fù)性電阻。
圖12是VCSO電路圖。
圖13是負(fù)性電阻特性的仿真結(jié)果。
圖14是寄生特性。
圖15是相對(duì)于電源電壓的頻率特性。
圖16是頻率溫度特性。
圖17是頻率可變特性。
圖18是相位噪聲特性。
圖19是內(nèi)置諧振電路的高頻考畢茲振蕩電路。
圖20是負(fù)性電阻特性。
圖21是負(fù)性電阻特性。
圖22是驅(qū)動(dòng)電平特性。
圖23是以往的考畢茲振蕩電路。
圖24是以往的考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線。
具體實(shí)施例方式
圖1是表示本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的結(jié)構(gòu)的圖，由(A)所示虛線內(nèi)的使用了雙極晶體管的考畢茲石英振蕩電路、和(B)所示虛線內(nèi)的電壓控制電壓源電路構(gòu)成。(A)所示的電路與圖23所示電路相同，其作用已經(jīng)說(shuō)明過(guò)，所以說(shuō)明(B)所示電壓控制電壓源電路，該電路是把利用耦合電容C4切斷了直流成分的交流電壓通過(guò)耦合電容C4反饋給Tr1的集電極的電路。
圖2表示本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性的仿真結(jié)果的一例。根據(jù)該圖可知，與普通的考畢茲振蕩電路相比，本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路比以往可以在高頻頻帶中獲得較大的負(fù)性電阻值。即，以往的負(fù)性電阻值的峰值在200MHz附近，而本發(fā)明中的峰值位移到400～500MHz，其絕對(duì)值也增大。特別具有在幾GHz下也能夠相對(duì)振蕩動(dòng)作獲得足夠大的負(fù)性電阻的特征。以下說(shuō)明對(duì)其原理的研究結(jié)果。
圖3表示不考慮晶體管Tr1的內(nèi)部電容而作為理想晶體管時(shí)的以往的考畢茲振蕩電路、和本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線的仿真結(jié)果。該圖表示在使用了理想晶體管時(shí)，以往的考畢茲振蕩電路和本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻特性曲線相等。該結(jié)果表示考畢茲振蕩電路不能在高頻區(qū)域中獲得較大的負(fù)性電阻值的理由是基于晶體管的內(nèi)部電容。
因此，對(duì)晶體管的內(nèi)部電容進(jìn)行了研究。在表示以往的考畢茲振蕩電路的圖23中，Tr1的基極—發(fā)射極之間電容成為與該圖中的電容C1的合成電容，基極—發(fā)射極之間電容與電容C1的變化等效，所以此處對(duì)集電極—發(fā)射極之間電容以及基極—集電極之間電容進(jìn)行了研究及仿真。
圖4表示只考慮了圖23的電路中Tr1的集電極—發(fā)射極之間電容，在變化為0.7pF、0.5pF、0.1pF時(shí)的負(fù)性電阻特性曲線的仿真結(jié)果。這意味著即使集電極—發(fā)射極之間電容變化，所能夠得到的負(fù)性電阻值也幾乎不變。
并且，圖5表示只考慮了圖23的電路中Tr1的基極—集電極之間電容，在變化為7pF、5pF、1pF時(shí)的負(fù)性電阻特性曲線的仿真結(jié)果。該圖表示所能夠得到的負(fù)性電阻值隨著基極—集電極之間電容的減小而增大，因此可知本發(fā)明的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路起因于基極—集電極之間電容的變化。
圖6表示圖1(B)中所示的電壓控制電壓源和圖1(A)中的考畢茲振蕩電路的簡(jiǎn)易的小信號(hào)時(shí)的電路結(jié)構(gòu)。此處，圖6中的Rbb表示圖1中的Ra、Rb的并聯(lián)連接的等效電阻，并且在基極—發(fā)射極之間附記了Tr1的輸入阻抗hie，在基極—發(fā)射極之間附記了基極—集電極之間電容Cbc。
并且，圖7表示把源極接地FET放大電路用于圖6的電路的電壓控制電壓源時(shí)的小信號(hào)等效電路。
此處，通過(guò)仿真確認(rèn)到即使改變各個(gè)偏置電阻的值和晶體管Tr1的電流放大率hfe等參數(shù)，所能夠得到的負(fù)性電阻值的頻率頻帶也不變。
并且，可知在不考慮前述圖3的結(jié)果、即晶體管的內(nèi)部電容時(shí)，如果認(rèn)為此次提案的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路與以往的考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻值相等，則利用該擴(kuò)展考畢茲振蕩電路能夠在GHz頻帶中獲得較大負(fù)性電阻值的主要原因在于，圖6中的基極—集電極之間電容Cbc和耦合電容C4的相位偏移。
圖8表示利用此次提案的擴(kuò)展考畢茲振蕩電路的原理，使用發(fā)射極跟隨器作為電壓控制電壓源的情況。
該電路結(jié)構(gòu)首先利用電阻R1、R2、R3設(shè)定偏置，將成為以往的考畢茲振蕩電路的輸出的晶體管Tr1的發(fā)射極，通過(guò)耦合電容C4與成為構(gòu)成發(fā)射極跟隨器的晶體管Tr2的輸入的基極接合。并且，把成為所述晶體管Tr2的輸出的發(fā)射極，通過(guò)耦合電容C5與所述晶體管Tr1的集電極接合來(lái)進(jìn)行反饋。
在該電路結(jié)構(gòu)中，利用下述參數(shù)進(jìn)行仿真時(shí)確認(rèn)到，與圖2所示的以往的考畢茲振蕩電路相比，可以在GHz頻帶中獲得較大的負(fù)性電阻值。
C1＝7pF、C2＝5pF、C3＝270pF、C4＝270pF、Ra＝3.3kΩ、Rb＝12kΩ、Rc＝82Ω、Re＝220Ω、R1＝2.2kΩ、R2＝15kΩ、R3＝1kΩ、Vcc＝5V。
圖9表示基于本發(fā)明的高頻考畢茲振蕩電路的其他實(shí)施例。該電路由考畢茲振蕩電路和集電極接地放大電路構(gòu)成，并具有以下結(jié)構(gòu)，向集電極接地放大電路輸入考畢茲振蕩電路的輸出，將集電極接地放大電路的輸出反饋給考畢茲振蕩電路的集電極側(cè)。
即，圖9所示的高頻考畢茲振蕩電路具有考畢茲振蕩電路和集電極接地放大電路，考畢茲振蕩電路具有以下結(jié)構(gòu)，將諧振器Y1的一端連接在晶體管Q1的基極上，在晶體管Q1的基極和接地之間插入連接由電容C1和電容C2構(gòu)成的串聯(lián)電路與電阻R2的并聯(lián)電路，將該串聯(lián)電路的連接中點(diǎn)連接在晶體管Q1的發(fā)射極上，在晶體管Q1的發(fā)射極和接地之間插入連接電阻R4，在晶體管Q1的基極和電源電壓(Supply Voltage)之間插入連接電阻R1，在晶體管Q1的集電極和電源電壓之間插入連接電阻R3。
并且，集電極接地放大電路構(gòu)成為在晶體管Q2的基極上連接由電阻R5和電阻R6構(gòu)成的基極偏置電路，在晶體管Q2的發(fā)射極和接地之間插入連接電阻R7，再將晶體管Q2的集電極連接在電源電壓上。
并且，高頻考畢茲振蕩電路構(gòu)成為通過(guò)電容C4連接作為考畢茲振蕩電路的輸出端子的晶體管Q1的集電極、和作為集電極接地放大電路的輸入端子的晶體管Q2的發(fā)射極，通過(guò)電容C3連接晶體管Q1的發(fā)射極和晶體管Q2的基極。
圖10對(duì)比表示晶體管Q1為理想狀態(tài)時(shí)的622.08[MHz]振蕩器的負(fù)性電阻與一般的考畢茲振蕩電路。根據(jù)該圖，在晶體管Q1為理想狀態(tài)時(shí)，負(fù)性電阻特性看不到差異。
圖11表示考慮了晶體管Q1的內(nèi)部電容時(shí)的負(fù)性電阻特性。根據(jù)該圖可知，向集電極接地放大電路輸入普通的考畢茲振蕩電路的發(fā)射極輸出，并反饋給振蕩電路的集電極，從而可以降低因晶體管Q1的內(nèi)部電容造成的負(fù)性電阻的劣化，是適合于高頻的電路。
表1表示試制的諧振頻率為1[GHz]的表面聲波(SAW)諧振器(Resonator)的等效常數(shù)。如該表所示，由于C1的值較大，所以形成適合于獲得較寬的頻率可變特性的諧振器。并且，R1較小，所以Q被設(shè)計(jì)得較大，能夠?qū)崿F(xiàn)相位噪聲特性良好的振蕩器。
表1

圖12表示試制的1[GHz]VCSO(voltage controlled saw oscillator)的電路。將發(fā)射極接地放大電路連接高頻考畢茲振蕩電路的輸出，確保輸出電平，并且降低負(fù)荷變動(dòng)的影響。為了從高頻考畢茲振蕩電路獲得輸出，有Q1的基極側(cè)和集電極側(cè)這兩處。但是，由于基極側(cè)在振蕩周期內(nèi)，所以相位噪聲特性良好，但由于容易受到外來(lái)影響，所以考慮到批量生產(chǎn)性，從集電極側(cè)獲得輸出。
圖13表示VCSO的負(fù)性電阻特性的仿真結(jié)果。在1[GHz]下可以獲得-220[Ω]的負(fù)性電阻。如果認(rèn)為SAW Resonator的損耗在20[Ω]以下，則具有10倍的富余量，是充足的負(fù)性電阻值。
圖14表示VCSO的寄生特性。由于是基本波振蕩，所以可知不存在分諧波，只形成諧波。分諧波是使振蕩器的Jitter特性劣化的重大原因，如果不存在分諧波，則可以降低裝置的比特錯(cuò)誤等問(wèn)題。
圖15表示相對(duì)電源電壓的頻率特性。根據(jù)該圖可知，相對(duì)電源電壓+3.3[V]±5[％]，可以實(shí)現(xiàn)頻率變動(dòng)在±2.0[ppm]以內(nèi)。該特性與使用了石英振子的普通VCXO等相比毫不遜色。并且，頻率變動(dòng)與電源電壓的增加成正比，具有負(fù)的趨勢(shì)。這意味著基極—發(fā)射極之間電容Cbe的影響起著支配性作用。Cbe由于電容值隨著電源電壓的增加而增大，所以振蕩頻率降低。其原因被認(rèn)為由于是高頻，所以C1的值變小，容易受到Cbe的影響。另外，在電源電壓+3.3[V]時(shí)，消耗電流為11.5[mA]，輸出電平為-1.3[dBm/50Ω]。
圖16表示頻率溫度特性。該圖表示使+25[℃]時(shí)的頻率相對(duì)1[GHz]向正側(cè)位移50[ppm]時(shí)的頻率溫度特性。根據(jù)該圖，頻率溫度特性在-40[℃]～+85[℃]范圍內(nèi)具有±60[ppm]以內(nèi)的穩(wěn)定性。
圖17表示頻率可變特性。該圖與頻率溫度特性相同，表示使頻率控制電壓的中心值+1.65[V]時(shí)的頻率從1[GHz]側(cè)向正側(cè)位移60[ppm]時(shí)的頻率可變特性。根據(jù)該圖，可以實(shí)現(xiàn)±200[ppm]以上的較寬的可變特性。作為VCSO所要求的規(guī)格是絕對(duì)頻率可變±100[ppm]，但該值從頻率可變中減去了綜合穩(wěn)定性，在此次試制的VCSO的綜合穩(wěn)定性±100[ppm]以內(nèi)時(shí)，如果頻率可變?cè)凇?00[ppm]以上，則可以滿足規(guī)格。但是，頻率控制電壓值較小時(shí)的偏差較大，所以計(jì)劃今后也對(duì)可變幅度的擴(kuò)大和偏差的降低進(jìn)行研究。
圖18表示相位噪聲特性。與以往的延遲線式VCSO相比可知，Carrier附近的相位噪聲特性非常好。以往，VCSO像PLL那樣不存在起因于源振的寄生成分，所以Jitter特性良好，但是存在Carrier附近的相位噪聲較差的問(wèn)題。可是，在此次提案的高頻考畢茲振蕩電路中，Carrier附近的相位噪聲特性良好，即使是以往由于相位噪聲較差而不能使用的光傳輸裝置，也能夠獲得可以充分使用的特性。
在圖9的電路中，負(fù)性電阻RN可以利用算式(1)求出，表示伴隨高頻化，將難以確保負(fù)性電阻值。其中，IE表示Q1的發(fā)射極電流，Cbe表示Q1的基極—發(fā)射極之間電容。
算式(1)RN=-gmlE(2πf)2(C1+Cbe)C2---(1)]]>為了確保負(fù)性電阻，可以通過(guò)減小C1、C2的電容值、增大IE來(lái)確保負(fù)性電阻，但該方法具有局限。參照?qǐng)D10和圖11可知，振蕩頻率為622.08[MHz]，而負(fù)性電阻值的峰值存在于一半的300[MHz]附近。因此，為了增大考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻，需要使負(fù)性電阻的峰值移動(dòng)到振蕩頻率附近。
因此，提出圖19所示的內(nèi)置諧振電路的高頻考畢茲振蕩電路，在振蕩電路中設(shè)置諧振電路(電容C2與電感器L1的并聯(lián)諧振電路)，把負(fù)性電阻的峰值設(shè)定在振蕩頻率附近。
圖20與高頻考畢茲電路對(duì)比著表示負(fù)性電阻特性。根據(jù)該圖，通過(guò)內(nèi)置諧振電路，并把負(fù)性電阻的峰值設(shè)定在振蕩頻率附近，負(fù)性電阻飛躍性地增大，預(yù)測(cè)可以使用到更高的高頻頻帶。
圖20表示通過(guò)內(nèi)置諧振電路，可以增大高頻考畢茲電路的負(fù)性電阻特性，但是過(guò)大的負(fù)性電阻將引發(fā)異常振蕩、頻率穩(wěn)定性的下降，所以需要適當(dāng)設(shè)定。
在圖19的電路中，在使用了表1的SAW Resonator時(shí)，振蕩周期內(nèi)的損耗Re利用算式(2)求出，約為82[Ω]。
Re＝R1(1+CO/CL)2(2)因此，將發(fā)射極電流設(shè)計(jì)得較小，以使負(fù)性電阻值達(dá)到振蕩周期內(nèi)損耗的約3倍即-250[Ω]。圖21表示負(fù)性電阻特性。根據(jù)該圖可知，高頻考畢茲振蕩電路的負(fù)性電阻的峰值在500[MHz]附近，而內(nèi)置諧振電路的高頻考畢茲振蕩電路在1[GHz]附近具有峰值。并且，在振蕩頻率以下的區(qū)域中成為負(fù)性的部分較少，所以因壓電元件的副諧振和電路中的雜散電容/布線造成的異常振蕩等的影響增強(qiáng)。
圖22表示驅(qū)動(dòng)電平相對(duì)于負(fù)性電阻特性。根據(jù)該圖，通過(guò)在高頻考畢茲振蕩電路中內(nèi)置諧振電路，振蕩開始時(shí)(小信號(hào)時(shí))的負(fù)性電阻相同，可以把穩(wěn)定時(shí)的驅(qū)動(dòng)電平從3.2[mA]降低為1.8[mA]。
在以上說(shuō)明中，示例了把本發(fā)明適用于使用基本波構(gòu)成的高頻考畢茲振蕩電路的情況，但本發(fā)明不限于此，也可以適用于使用3次諧波諧振石英振子、5次諧波諧振石英振子構(gòu)成的高頻考畢茲振蕩電路。并且，在本實(shí)施例中，作為電壓控制電壓源，列舉了使用源極接地放大電路和發(fā)射極跟隨器的示例，但本發(fā)明不限于此。
權(quán)利要求
1.一種高頻考畢茲振蕩電路，其特征在于，該高頻考畢茲振蕩電路具有考畢茲振蕩電路和集電極接地放大電路，并具有以下結(jié)構(gòu)將所述考畢茲振蕩電路的輸出端子與所述集電極接地放大電路的輸入端子連接，將所述集電極接地放大電路的輸出反饋連接到所述考畢茲振蕩電路上。
2.一種高頻考畢茲振蕩電路，其特征在于，該高頻考畢茲振蕩電路具有考畢茲振蕩電路，其具有第一晶體管作為振蕩用放大器；以及集電極接地放大電路，其具有第二晶體管作為放大器；并且該高頻考畢茲振蕩電路具有以下結(jié)構(gòu)連接所述第一晶體管的發(fā)射極和所述第二晶體管的基極，連接所述第一晶體管的集電極和所述第二晶體管的發(fā)射極。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的高頻考畢茲振蕩電路，其特征在于，在所述第一晶體管的發(fā)射極和接地之間插入連接由電容和電感器構(gòu)成的并聯(lián)諧振電略。
全文摘要
提供一種高頻考畢茲振蕩電路，該高頻考畢茲振蕩電路可以在高頻頻帶下使用并且實(shí)現(xiàn)低驅(qū)動(dòng)電平的振蕩。該高頻考畢茲振蕩電路具有考畢茲振蕩電路和集電極接地放大電路，并具有以下結(jié)構(gòu)，將所述考畢茲振蕩電路的輸出端子與所述集電極接地放大電路的輸入端子連接，將所述集電極接地放大電路的輸出反饋給所述考畢茲振蕩電路。
文檔編號(hào)H03B5/36GK1953319SQ20061013710
公開日2007年4月25日 申請(qǐng)日期2006年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2005年10月21日
發(fā)明者野村記央 申請(qǐng)人:愛普生拓優(yōu)科夢(mèng)株式會(huì)社