本發(fā)明涉及射頻集成電路技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種低功耗低相位噪聲的正交電感電容壓控振蕩器。

背景技術(shù)：

近年來，隨著現(xiàn)代無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，無線便攜設(shè)備迅速普及，人們對于電子產(chǎn)品可移動化要求的提高收到了電池容量發(fā)展的限制，低功耗設(shè)計越來越受到人們的重視。同時，零中頻和低中頻收發(fā)機(jī)由于其低功耗、低成本和高集成度越來越多地應(yīng)用到無線移動通信系統(tǒng)中。在零中頻和低中頻結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)需要正交信號來實現(xiàn)正交調(diào)制和解調(diào)，這樣一個低功耗低相位噪聲的能實現(xiàn)準(zhǔn)確正交相位輸出的壓控振蕩器(VCO)成為收發(fā)機(jī)中的關(guān)鍵模塊。

目前，實現(xiàn)正交相位輸出壓控振蕩器的方法有多種。第一種是電阻電容(RC)多相濾波器，其相移與RC值密切相關(guān)，容易受到工藝、電壓和溫度的(PVT)影響，同時RC多相濾波器電路會導(dǎo)致信號衰減并引入電阻熱噪聲，需額外的放大級來放大信號，這也將引入好大的系統(tǒng)功耗。第二種是使用環(huán)形振蕩器，環(huán)形振蕩器多用在相位噪聲要求不高且工作頻率相對較低的情況下。根據(jù)環(huán)形振蕩器中的延時級數(shù)，每一級輸出一定的相位，級數(shù)越多，輸出相位數(shù)目越多，同時延時越大，所產(chǎn)生的最大輸出頻率越小。第三種是VCO二分頻結(jié)構(gòu)，將VCO振蕩在兩倍的目標(biāo)頻率，再直接二分頻實現(xiàn)正交，由于VCO和分頻器都工作在目標(biāo)頻率的兩倍頻率處，導(dǎo)致功耗增加，而且正交性能會受到VCO輸出波形占空比的影響。第四種方法是采用正交壓控振蕩器(QVCO)，直接將兩個相同的電感電容壓控振蕩器(LC-VCO)耦合在一起，由于其輸出具有更好的相位噪聲性能和正交特性，QVCO得到了廣泛的應(yīng)用。

QVCO首先是由Rofougaran等人在1996年提出，其結(jié)構(gòu)如附圖1所示，這種結(jié)構(gòu)中耦合管與開關(guān)管并聯(lián)(稱為P-QVCO)，定義耦合管與開關(guān)管之間的寬度比為耦合強(qiáng)度。在QVCO中，兩個LC-VCO之間的各種失配會影響正交信號幅度和相位失配，其中幅度失配可通過輸出緩沖器進(jìn)行限幅調(diào)節(jié)，而幅度失配沒有相應(yīng)的調(diào)節(jié)措施，因此相位誤差是QVCO的一個重要指標(biāo)。在P-QVCO中，相位誤差與耦合強(qiáng)度具有很強(qiáng)的函數(shù)關(guān)系，導(dǎo)致相位誤差和相位噪聲兩者存在折衷，而且并聯(lián)耦合管引入的噪聲會直接進(jìn)入諧振腔，惡化相位噪聲。

Andreani等人在2002提出了將耦合管與開關(guān)管串聯(lián)的QVCO結(jié)構(gòu)(稱為S-QVCO)，其結(jié)構(gòu)如附圖2所示。雖然該方案中相位誤差僅僅是耦合強(qiáng)度的弱函數(shù)，可以同時優(yōu)化相位誤差和相位噪聲性能，但是功耗和相位噪聲依然較高，有必要做進(jìn)一步的改進(jìn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種低功耗低相位噪聲的正交電感電容壓控振蕩器，具有低功耗、低相位噪聲、低相位誤差和高線性增益的特點，適用于鎖相環(huán)型頻率綜合器中。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的：

一種低功耗低相位噪聲的正交電感電容壓控振蕩器，包括：兩個具有相同結(jié)構(gòu)的壓控振蕩器VCO、二極管連接的MOS管NM4及低通RC濾波器LPF；

其中，每一VCO均包括：電感與分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路組成的LC諧振網(wǎng)絡(luò)、與LC諧振網(wǎng)絡(luò)相連的上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管、以及與上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管相連的串聯(lián)耦合管及尾電流管；

兩個VCO中的串聯(lián)耦合管相連；二極管連接的MOS管NM4、低通RC濾波器LPF以及兩個VCO中的尾電流管依次連接構(gòu)成電流鏡。

所述電感與分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路組成的LC諧振網(wǎng)絡(luò)包括：

分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路包括：第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第一變?nèi)莨蹸v1、第二變?nèi)莨蹸v2、第三變?nèi)莨蹸v3和第四變?nèi)莨蹸v4；其中：

第一電容C1的一端接第一電壓輸出端，另一端與第一電阻R1和第一變?nèi)莨蹸v1相連；第二電容C2的一端接第二電壓輸出端，另一端與第二電阻R2和第二變?nèi)莨蹸v2相連；第三電容C3的一端接第一電壓輸出端，另一端與第三電阻R3和第三變?nèi)莨蹸v3相連；第四電容C4的一端接第二電壓輸出端，另一端與第四電阻R4和第四變?nèi)莨蹸v4相連；第一電阻R1的另一端與第二電阻R2的另一端相連，接第一偏置電壓VB1；第三電阻R3的另一端與第四電阻R4的另一端相連，接第二偏置電壓VB2；四個變?nèi)莨蹸v1～Cv4的另一端相連在一起，接控制電壓Vcont；

電感L的兩端分別接VCO的第一電壓輸出端與第二電壓輸出端，從而與分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路組成的LC諧振網(wǎng)絡(luò)。

所述上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管包括：第一開關(guān)管PM1、第二開關(guān)管PM2、第三開關(guān)管NM1和第四開關(guān)管NM2；其中：

第一開關(guān)管PM1的漏端與第三開關(guān)管NM1的漏端相連，作為VCO的第一電壓輸出端；第二開關(guān)管PM2的漏端與第四開關(guān)管NM2的漏端相連，作為VCO的第二電壓輸出端；

第一開關(guān)管PM1的柵端與第三開關(guān)管NM1的柵端均連接第二電壓輸出端，第二開關(guān)管PM2的柵端與第四開關(guān)管NM2的柵端相連接第一電壓輸出端；

上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管等效為負(fù)阻，與LC諧振網(wǎng)絡(luò)相連后，對LC諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行能量補(bǔ)償。

串聯(lián)耦合管包括：第一耦合管PMc1與第二耦合管PMc2；其中：

第一耦合管PMc1與第二耦合管PMc2的共源端接電源，第一耦合管PMc1的漏端接第一開關(guān)管PM1的源端，第二耦合管PMc2的漏端接第二開關(guān)管PM2的源端。

所述尾電流管為NM3，其漏端與第三開關(guān)管NM1與第四開關(guān)管NM2的共源端相連，源端接地，為VCO提供直流偏置。

所述兩個VCO中的串聯(lián)耦合管相連包括：

兩個VCO分別記為VCO_A與VCO_B，其中的串聯(lián)耦合管均為PMOS管；

VCO_A包括第一電壓輸出節(jié)點QP與第二電壓輸出節(jié)點QN，VCO_A中的串聯(lián)耦合管包括第一耦合管PMc1a與第二耦合管PMc2a，第一耦合管PMc1a與第二耦合管PMc2a的共源端接電源；VCO_B包括第一電壓輸出節(jié)點IP與第二電壓輸出節(jié)點IN，VCO_B的串聯(lián)耦合管包括第一耦合管PMc1b與第二耦合管PMc2b，第一耦合管PMc1b與第二耦合管PMc2b的共源端接電源；

VCO_B的第一電壓輸出端IP接VCO_A的第一耦合管PMc1a的柵端，VCO_B的第二電壓輸出端IN接VCO_A的第二耦合管PMc2a的柵端，VCO_A的第一電壓輸出端QP接VCO_B的第二耦合管PMc2b的柵端，VCO_A的第二電壓輸出端QN接VCO_B的第一耦合管PMc1b的柵端。

二極管連接的MOS管NM4、低通RC濾波器LPF以及兩個VCO中的尾電流管依次連接構(gòu)成電流鏡包括：

二極管連接的NM4的漏端與柵端相連，接電流源，源端接地，柵端經(jīng)過低通RC濾波器LPF，與VCO_A中的尾電流管NM3a和VCO_B中的尾電流管NM3b的柵端相連。

由上述本發(fā)明提供的技術(shù)方案可以看出，1)正交壓控振蕩器的振蕩單元采用上P下N交叉耦合互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，這樣的互補(bǔ)結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了電流復(fù)用，在跨導(dǎo)一定的情況下只需要更小的電流，可以有效地降低電路的功耗。2)低相位噪聲由以下三點實現(xiàn)：QVCO采用PMOS串聯(lián)耦合的方式，耦合管與開關(guān)管接成Cascode結(jié)構(gòu)，有效降低了耦合管的噪聲貢獻(xiàn)；為獲得相同的跨導(dǎo)，PMOS的尺寸要大于NMOS，選用PMOS作為耦合管而不是NMOS，有效降低了耦合管的1/f噪聲；在電流鏡中，NM4相比尾電流管的尺寸較小，加入RC低通濾波器可以濾除部分NM4和外加電源的噪聲。同時，相位誤差僅僅是耦合強(qiáng)度的弱函數(shù)，相位誤差和相位噪聲性能可以同時得到優(yōu)化。3)采用分布式的變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)，采用兩組變?nèi)莨軐?，分別由偏置電壓VB1和VB2控制其線性范圍，可以擴(kuò)大控制電壓的線性范圍，提高QVCO增益的線性度。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例的技術(shù)方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他附圖。

圖1為本發(fā)明背景技術(shù)提供的現(xiàn)有技術(shù)中并聯(lián)耦合型QVCO電路圖；

圖2為本發(fā)明背景技術(shù)提供的現(xiàn)有技術(shù)中串聯(lián)耦合型QVCO電路圖；

圖3為本發(fā)明實施例提供的一種低功耗低相位噪聲的正交電感電容壓控振蕩器電路示意圖；

圖4為本發(fā)明實施例提供的分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路示意圖；

圖5為本發(fā)明實施例提供的QVCO的瞬態(tài)波形的仿真結(jié)果示意圖；

圖6為本發(fā)明實施例提供的QVCO的相位噪聲的仿真結(jié)果示意圖；

圖7為本發(fā)明實施例提供的QVCO的相位誤差的仿真結(jié)果示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。

本發(fā)明實施例提供一種低功耗低相位噪聲的正交電感電容壓控振蕩器，如圖3所示，其主要包括：兩個具有相同結(jié)構(gòu)的壓控振蕩器VCO(分別記為VCO_A與VCO_B)、二極管連接的MOS管NM4及低通RC濾波器LPF；

其中，每一VCO均包括：電感與分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路組成的LC諧振網(wǎng)絡(luò)、與LC諧振網(wǎng)絡(luò)相連的上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管、以及與上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管相連的串聯(lián)耦合管及尾電流管；

兩個VCO中的串聯(lián)耦合管相連；二極管連接的MOS管NM4、低通RC濾波器LPF以及兩個VCO中的尾電流管依次連接構(gòu)成電流鏡。

下面針對LC諧振網(wǎng)絡(luò)、上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管、串聯(lián)耦合管及尾電流管的具體結(jié)構(gòu)做詳細(xì)的說明。

1、LC諧振網(wǎng)絡(luò)。

其包括：分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路與電感。

1)如圖4所示，分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路包括：第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第一變?nèi)莨蹸v1、第二變?nèi)莨蹸v2、第三變?nèi)莨蹸v3和第四變?nèi)莨蹸v4；其中：

第一電容C1的一端接第一電壓輸出端，另一端與第一電阻R1和第一變?nèi)莨蹸v1相連；第二電容C2的一端接第二電壓輸出端，另一端與第二電阻R2和第二變?nèi)莨蹸v2相連；第三電容C3的一端接第一電壓輸出端，另一端與第三電阻R3和第三變?nèi)莨蹸v3相連；第四電容C4的一端接第二電壓輸出端，另一端與第四電阻R4和第四變?nèi)莨蹸v4相連；第一電阻R1的另一端與第二電阻R2的另一端相連，接第一偏置電壓VB1；第三電阻R3的另一端與第四電阻R4的另一端相連，接第二偏置電壓VB2；四個變?nèi)莨蹸v1～Cv4的另一端相連在一起，接控制電壓Vcont。

2)電感L的兩端分別接VCO的第一電壓輸出端與第二電壓輸出端，從而與分布式變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)電路組成的LC諧振網(wǎng)絡(luò)。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，在上文的各個元器件的末尾部分加上a或者b即表示VCO_A或者VCO_B內(nèi)的元器件；例如，上文的第一電容C1的末尾部分加上a，即第一電容C1a，則表示為VCO_A中的元器件；上文的第一電容C1的末尾部分加上b，即第一電容C1b，則表示為VCO_B中的元器件。當(dāng)然，后文所出現(xiàn)的各個元器件也類似的，故不再贅述，但是上述標(biāo)記的表示方式只是為了區(qū)分，并非對方案本身進(jìn)行限制。

2、上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管。

其主要包括：第一開關(guān)管PM1、第二開關(guān)管PM2、第三開關(guān)管NM1和第四開關(guān)管NM2；其中：

第一開關(guān)管PM1的漏端與第三開關(guān)管NM1的漏端相連，作為VCO的第一電壓輸出端；第二開關(guān)管PM2與第四開關(guān)管NM2的漏端相連，作為VCO的第二電壓輸出端；

第一開關(guān)管PM1的柵端與第三開關(guān)管NM1的柵端均連接第二電壓輸出端，第二開關(guān)管PM2的柵端與第四開關(guān)管NM2的柵端相連接第一電壓輸出端；

上P下N互補(bǔ)的負(fù)阻差分對管等效為負(fù)阻，與LC諧振網(wǎng)絡(luò)相連后，對LC諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行能量補(bǔ)償。

3、串聯(lián)耦合管。

其主要包括：第一耦合管PMc1與第二耦合管PMc2；其中：

第一耦合管PMc1與第二耦合管PMc2的共源端接電源，第一耦合管PMc1的漏端接第一開關(guān)管PM1的源端，第二耦合管PMc2的漏端接第二開關(guān)管PM2的源端。

4、尾電流管。

尾電流管為NM3，其漏端與第三開關(guān)管NM1與第四開關(guān)管NM2的共源端相連，源端接地，為VCO提供直流偏置。

本發(fā)明實施例中，VCO_A與VCO_B通過串聯(lián)耦合管相連；其中的串聯(lián)耦合管均為PMOS管。結(jié)合附圖3來看，VCO_A包括第一電壓輸出節(jié)點QP與第二電壓輸出節(jié)點QN，VCO_A中的串聯(lián)耦合管包括第一耦合管PMc1a與第二耦合管PMc2a，第一耦合管PMc1a與第二耦合管PMc2a的共源端接電源；VCO_B包括第一電壓輸出節(jié)點IP與第二電壓輸出節(jié)點IN，VCO_B的串聯(lián)耦合管包括第一耦合管PMc1b與第二耦合管PMc2b，第一耦合管PMc1b與第二耦合管PMc2b的共源端接電源；

VCO_B的第一電壓輸出端IP接VCO_A的第一耦合管PMc1a的柵端，VCO_B的第二電壓輸出端IN接VCO_A的第二耦合管PMc2a的柵端，VCO_A的第一電壓輸出端QP接VCO_B的第二耦合管PMc2b的柵端，VCO_A的第二電壓輸出端QN接VCO_B的第一耦合管PMc1b的柵端。

此外，二極管連接的NM4的漏端與柵端相連，接電流源，源端接地，柵端經(jīng)過低通RC濾波器LPF，與VCO_A中的尾電流管NM3a和VCO_B中的尾電流管NM3b的柵端相連。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，MOS管的極性可以根據(jù)附圖3～4所示的結(jié)構(gòu)來確定；同時，也可以根據(jù)相應(yīng)MOS管的標(biāo)記來確定，即以N開頭的即為NMOS管，例如，第三開關(guān)管NM1和第四開關(guān)管NM2均為NMOS管；以P開頭的即為PMOS管，例如，第一開關(guān)管PM1、第二開關(guān)管PM2均為PMOS管。

本發(fā)明實施例的上述方案，相對于現(xiàn)有技術(shù)主要具有如下優(yōu)點：

1)正交壓控振蕩器的振蕩單元采用上P下N交叉耦合互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，這樣的互補(bǔ)結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了電流復(fù)用，在跨導(dǎo)一定的情況下只需要更小的電流，可以有效地降低電路的功耗。

2)低相位噪聲由以下三點實現(xiàn)：QVCO采用PMOS串聯(lián)耦合的方式，耦合管與開關(guān)管接成Cascode結(jié)構(gòu)，有效降低了耦合管的噪聲貢獻(xiàn)；為獲得相同的跨導(dǎo)，PMOS的尺寸要大于NMOS，選用PMOS作為耦合管而不是NMOS，有效降低了耦合管的1/f噪聲；在電流鏡中，NM4相比尾電流管的尺寸較小，加入RC低通濾波器可以濾除部分NM4和外加電源的噪聲。同時，相位誤差僅僅是耦合強(qiáng)度的弱函數(shù)，相位誤差和相位噪聲性能可以同時得到優(yōu)化。

3)采用分布式的變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)，采用兩組變?nèi)莨軐?，分別由偏置電壓VB1和VB2控制其線性范圍，可以擴(kuò)大控制電壓的線性范圍，提高QVCO增益的線性度。

另一方面，為了對本發(fā)明進(jìn)行驗證，本實施方式提出的QVCO在130nm CMOS工藝下進(jìn)行了仿真，在1.5V的電源電壓下，QVCO消耗950uA的電流，中心頻率為2.4GHz，在1MHz頻偏處的相位噪聲為-123.9dBc/Hz，最大的相位誤差為0.7度。我們常用品質(zhì)因子FOM來表征振蕩器的性能，根據(jù)FOM的公式如下：

其中，f₀表示中心頻率，Δf表示頻偏，P表示功耗，PN(Δf)表示頻偏處的相位噪聲；

得到QVCO的FOM高達(dá)191.4，表面該發(fā)明在低功耗和低相位噪聲具有突出的優(yōu)勢。附圖5為QVCO的瞬態(tài)波形的仿真結(jié)果，附圖6為QVCO的相位噪聲的仿真結(jié)果，附圖7為QVCO的相位誤差的仿真結(jié)果。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明披露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。