專利名稱：使用拉格朗日多項(xiàng)式插值法補(bǔ)償信道失真的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理，尤其涉及補(bǔ)償數(shù)字移動無線電傳輸中的信道失真。
數(shù)字移動無線電通信在傳輸信道中受到失真的影響。由于移動發(fā)射機(jī)或接收機(jī)的多普勒效應(yīng)和由于反射的傳播的多個路徑是引起這種失真的兩個主要原因。在直接序列碼分多址(DS-CDMA)系統(tǒng)中對于這種失真的補(bǔ)償是特別重要的。精確的信道失真補(bǔ)償使DS-CDMA系統(tǒng)能夠以相干的延遲鎖定跟蹤環(huán)(DLL)方式工作，該方式具有優(yōu)于非相干延遲鎖定跟蹤環(huán)方式的許多優(yōu)點(diǎn)。與非相干DLL方式相比，相干的DLL方式的工作減少背景噪聲多達(dá)3dB，并且對于相同的BER(誤碼率)，要求較少的發(fā)射功率輸出。
在數(shù)字移動無線電信道中的失真主要地表現(xiàn)為信道增益的幅度和相位變化。如果能夠精確地估計(jì)信道增益，則可以獲得對于信道失真很好的補(bǔ)償。一種獲得信道增益很好估計(jì)的方法是基于在數(shù)據(jù)流中每隔一定時(shí)間插入已知的碼元。當(dāng)在接收機(jī)恢復(fù)這些碼元時(shí)得到由于時(shí)變信道增益引起的與它們已知值不一致的任何偏差。從這些偏差可以估計(jì)信道增益。對于這種已知碼元的插入和恢復(fù)的各種方法是公知的，但所有這些方法都受到限制。例如，一種這樣的估計(jì)方法一次僅使用幾個碼元，使得這種方法易受噪聲影響。另一種示范的方法使用試驗(yàn)的方法來確定一個固定組的估計(jì)公式。這些固定的估計(jì)公式不調(diào)節(jié)在一個實(shí)際信道的工作期間存在的變化狀態(tài)。
本發(fā)明提供一種有效的方法，用于估計(jì)和補(bǔ)償基于已知導(dǎo)頻碼元周期地插入數(shù)據(jù)流的數(shù)字移動無線電傳輸系統(tǒng)中的快速幅度和相位波動。多個連續(xù)的碼元被插入并且連續(xù)接收的值被平均以克服隨機(jī)噪聲。這些平均值提供復(fù)數(shù)的、隨機(jī)信道增益的樣本。這些樣本用于通過拉格朗日多項(xiàng)式方法的插值以產(chǎn)生由每個信道數(shù)據(jù)碼元受到的幅度和相位失真值。


圖1是一個典型的DS-CDMA接收機(jī)的方框圖。
圖2是一個四相移相鍵控(QPSK)調(diào)制圖。
圖3是一個通過把導(dǎo)頻碼元插入在每個塊開始而將一個數(shù)據(jù)流分成塊的示意圖。
圖4描述了一個基本的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器。
圖5描述了一個使用加權(quán)多時(shí)隙平均(WMSA)方法的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器。
圖6描述了一個根據(jù)本發(fā)明方法的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器。
本發(fā)明是一種直接的改進(jìn)方法，用于在數(shù)據(jù)以數(shù)字方式發(fā)射的無線通訊系統(tǒng)中確定信道增益。以后根據(jù)基于DS-CDMA無線系統(tǒng)的優(yōu)選實(shí)施例描述本發(fā)明方法的應(yīng)用。然而，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，很明顯本發(fā)明的方法可以應(yīng)用于各種數(shù)字無線系統(tǒng)。
圖1是一個當(dāng)前技術(shù)的典型DS-CDMA接收機(jī)系統(tǒng)的方框圖。天線100接收擴(kuò)譜射頻(RF)信號。一般的載頻是2吉赫茲(GHz)，具有5兆赫茲(MHz)的典型帶寬。RF接收機(jī)/解調(diào)器102從載頻向下變換。結(jié)果是一個模擬基帶信號，該信號一般以每秒32千比特(kbps)由一個編碼的數(shù)據(jù)流調(diào)制，并且一般以每秒4.096兆碼片(Mcps)由擴(kuò)展信號再調(diào)制(“碼片”是一個周期時(shí)間擴(kuò)展信號的標(biāo)準(zhǔn)術(shù)語)。匹配的濾波器104通過與擴(kuò)展信號的相位相關(guān)而去除擴(kuò)展信號。剩余的模擬基帶信號由信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器106處理以產(chǎn)生一個編碼數(shù)據(jù)的估計(jì)。
因?yàn)樵谔炀€100接收的RF信號一般將包括源傳輸?shù)亩鄠€圖像的重疊--表示通過不同延遲的傳播的不同路徑--多種濾波器104和補(bǔ)償處理器106的情況可以用于從多個最強(qiáng)傳播路徑的每一個提取一個編碼數(shù)據(jù)流的估計(jì)。瑞克組合器108線性地組合這些估計(jì)以產(chǎn)生一個較高置信度的原始編碼數(shù)據(jù)的組合估計(jì)。最后，譯碼器110提取原始數(shù)據(jù)傳輸。
在信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器106輸入端的信號是被信道傳播和隨機(jī)噪聲失真的調(diào)制基帶信號。數(shù)據(jù)調(diào)制可以基于任何已知的方法，但對于本發(fā)明的說明實(shí)施例來說，采用的是四相移相鍵控(QPSK)，它將一個數(shù)據(jù)流表示為一個四態(tài)碼元序列。
圖2說明了四種QPSK碼元狀態(tài)。同相基帶載波信號I 200被設(shè)置為+1狀態(tài)或-1狀態(tài)，-1狀態(tài)與+1狀態(tài)的方向呈180°。類似地，正交基帶載波信號Q 202被設(shè)置為+1狀態(tài)或-1狀態(tài)，-1狀態(tài)與+1狀態(tài)的方向呈180°。I和Q信號被組合以產(chǎn)生一個具有如圖2所示四個狀態(tài)204、206、208和210的兩維信號。
為了數(shù)學(xué)上方便，如同那些QPSK調(diào)制的兩維信號時(shí)間序列可以表示為一個時(shí)間的復(fù)數(shù)函數(shù)。讓復(fù)數(shù)時(shí)間函數(shù)z(t)是最初發(fā)射的QPSK調(diào)制的基帶信號。則在信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器106輸入端的信號是u(t)＝c(t)z(t)+n(t) [方程式1]這里c(t)是復(fù)數(shù)的、時(shí)變信道增益，而n(t)是隨機(jī)噪聲。如果你能夠計(jì)算出c(t)很好的估計(jì)(以后表示為
)并且n(t)是可忽略的很小或通過平均被減少到不重要，則z(t)的很好的估計(jì)是z^=u(t)c^(t)]]>[方程式2]方程式2可以重新安排以解決
并且因此在任何時(shí)刻的信道失真的近似值可以由在該時(shí)刻的接收信號和原始信號的值計(jì)算。如果具有值p的已知導(dǎo)頻碼元及時(shí)地在特定點(diǎn)上插入原始信號中，則原始信號在那些點(diǎn)是已知的并且在那些點(diǎn)的信道失真值可以由在那些點(diǎn)的接收信號的值和原始導(dǎo)頻信號值計(jì)算。然后，得到“信道估計(jì)”作為在導(dǎo)頻信號點(diǎn)的這些信道函數(shù)樣本值的插值。
圖3示出一個數(shù)據(jù)流302，分成每個塊M個碼元的有序的、連續(xù)的塊。每個塊的傳輸周期是TB。在每個塊的開始，一個或多個已知導(dǎo)頻碼元插入在數(shù)據(jù)流302中。
圖4是一個信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器的示意圖，該處理器根據(jù)Sampei和Sunaga的方法使用插入的導(dǎo)頻碼元(S.Sampei和T.Sunaga的“用于陸上移動無線電通訊的QAM的瑞利衰落補(bǔ)償”，見1993年5月的IEEE Transactions on Vehicular Technology第42卷第2號，第137-147頁)。輸入模擬基帶信號u(t)400提供給碼元同步模塊408和塊同步模塊406并且由碼元同步模塊408和塊同步模塊406處理。碼元和塊同步模塊的輸出被處理以產(chǎn)生控制模數(shù)采樣電路402(以一個開關(guān)狀符號描述)的導(dǎo)頻碼元采樣時(shí)鐘404，該電路402工作以引起導(dǎo)頻碼元信號的數(shù)字值被發(fā)送到復(fù)數(shù)乘法器411。復(fù)數(shù)乘法器411的輸出表示在一個特定導(dǎo)頻碼元時(shí)的信道增益估計(jì)。這個估計(jì)被發(fā)送到延遲線412。
碼元同步模塊408也控制模數(shù)采樣電路410(以一個開關(guān)狀符號描述)，該電路410工作以在每個碼元時(shí)刻引起輸入基帶信號u(t)400的數(shù)字值被存儲在延遲線426中。
現(xiàn)在一起考慮圖3和圖4，描述對于圖3數(shù)據(jù)流302中一個任意選擇塊0中碼元的信道增益估計(jì)方法。參考圖3的時(shí)幀300，碼元采樣時(shí)間tk,m=NTB+(mN)TB]]>[方程式3]是第k個塊中第m個碼元的采樣時(shí)間。為了計(jì)算在塊0中碼元的信道增益估計(jì)，在t-1，0、t0，0和t1，0采樣導(dǎo)頻碼元--即在每個塊的開始有一個導(dǎo)頻碼元，并且來自塊-1、0和1的碼元用于信道估計(jì)。對于每個輸入導(dǎo)頻碼元樣本u(tk，0)，復(fù)數(shù)乘法器411計(jì)算c^(tk,0)=u(tk,0)/pk=c(tk,0)+n(tk,0)/pk]]>[方程式4]這里pk是在數(shù)據(jù)塊k開始導(dǎo)頻碼元的已知值。這些信道增益估計(jì)存儲在延遲線412中。
復(fù)數(shù)乘法器414、416和418用于將延遲線412中的信道增益估計(jì)乘以適當(dāng)?shù)募訖?quán)系數(shù)α-1(m)、α0(m)和α1(m)，并且乘法器結(jié)果在復(fù)數(shù)加法器420中加起來[根據(jù)已知的方法經(jīng)驗(yàn)地確定系數(shù)α的值]。因此生成的和422(在加法器420的輸出端)用代數(shù)方法表示為c^(t0,m)=c^(t0,0+mTs)=c^(t0,0+mNTB)=α-1(m)c^(t-1,0)+α0(m)c^(t0,0)+α1(m)c^(t1,0)]]>[方程式5]Ts定義為碼元周期。
方程式5根據(jù)存儲在延遲線412中導(dǎo)頻碼元采樣時(shí)間的信道增益估計(jì)值構(gòu)成在一個任意選擇塊0中第m個碼元的碼元采樣時(shí)間的估計(jì)信道增益值的二階高斯插值。
然后由復(fù)數(shù)乘法反相器424計(jì)算生成的和422的反相。由延遲線426產(chǎn)生基帶碼元樣本428，這里建立延遲以通過在相同采樣時(shí)間估計(jì)信道增益的計(jì)算同步該基帶碼元樣本。然后復(fù)數(shù)乘法器430將反相器424的輸出與碼元樣本428相乘以產(chǎn)生根據(jù)方程式2的原始數(shù)據(jù)碼元432的估計(jì)。
因?yàn)閯偛琶枋龅男诺拦烙?jì)的方法每個數(shù)據(jù)塊僅插入一個導(dǎo)頻碼元并且使用僅僅來自三個數(shù)據(jù)塊的導(dǎo)頻碼元，所以該方法很容易受到由于噪聲惡化的影響。
在圖5中，描述了信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，該處理器根據(jù)Andoh、Sawahashi和Adachi的方法使用插入的導(dǎo)頻碼元(見H.Andoh、M.Sawahashi和F.Adachi的“對于DS-CDMA移動無線電相干的瑞克組合使用時(shí)分復(fù)用導(dǎo)頻碼元的信道估計(jì)，(IEEE，PIMRC’97，Helsinki，F(xiàn)inland，1997年9月第1-4日)”)，該方法稱為加權(quán)多時(shí)隙平均(WMSA)。借助于該方法，輸入模擬基帶信號u(t)500被碼元同步模塊408和塊同步模塊406處理。碼元和塊同步模塊的輸出被處理以產(chǎn)生導(dǎo)頻碼元采樣時(shí)鐘504，該時(shí)鐘控制模數(shù)采樣電路402(以一個開關(guān)狀符號描述)以引起導(dǎo)頻碼元信號的數(shù)字值被發(fā)送到復(fù)數(shù)乘法器511。復(fù)數(shù)乘法器511的輸出表示在一個特定導(dǎo)頻碼元時(shí)的信道增益估計(jì)。這個估計(jì)發(fā)送到延遲線512。
碼元同步模塊408也控制模數(shù)采樣電路410(以一個開關(guān)狀符號描述)，該電路工作以在每個導(dǎo)頻碼元時(shí)刻引起輸入基帶信號u(t)500的數(shù)字值被存儲在延遲線526中。
回來參考圖3，對于數(shù)據(jù)流302的一個任意選擇塊0中碼元的信道增益估計(jì)將被描述用于使用圖5信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器的WMSA方法。如上面圖3描述和由方程式3定義的碼元采樣時(shí)間是第k個塊中第m個碼元的采樣時(shí)間。在tk，m采樣導(dǎo)頻碼元，這里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3--即在每個塊的開始有四個導(dǎo)頻碼元，并且來自塊-2，-1，0，1，2和3的碼元用于信道估計(jì)。對于每個輸入導(dǎo)頻碼元樣本u(tk，m)，復(fù)數(shù)乘法器511計(jì)算c^(tk,m)=u(tk,m)/pk,m=c(tk,m)+n(tk,m)/pk,m]]>[方程式6]這里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3，并且pk，m是在塊k中位置m的導(dǎo)頻碼元的已知值。這些信道增益估計(jì)存儲在延遲線512中。
復(fù)數(shù)平均模塊534用于平均與存儲在延遲線512的每個塊開始的四個連續(xù)導(dǎo)頻碼元有關(guān)的四個信道增益估計(jì)。這種平均使與方程式4的噪聲項(xiàng)有關(guān)的誤差減至最小。當(dāng)然，噪聲項(xiàng)誤差對于結(jié)合圖4描述的方法來說較大，它不能使用這種平均。
復(fù)數(shù)乘法器514、515、516、517、518和519用于將平均模塊534的輸出乘以適當(dāng)?shù)南禂?shù)α-2、α-1、α0、α1、α2和α3，并且乘法器結(jié)果在復(fù)數(shù)加法器520中加起來。因此生成的和522(在加法器520的輸出端)被代數(shù)方法表示為c^(t0,0)=c^(t0,m)=Σk=-23αk4Σm=03c^(tk,m)]]>[方程式7]從這個方程式，可以看出信道增益估計(jì)
用于塊0中的所有碼元采樣時(shí)間，而不管m的值。也注意到α系數(shù)與m無關(guān)。對于WMSA方法，這些系數(shù)在試驗(yàn)期間通過調(diào)節(jié)它們被經(jīng)驗(yàn)地得到以獲得對于一個特定的實(shí)際信道狀態(tài)組的最好性能。然而，在實(shí)際工作期間這些系數(shù)被保持恒定--即它們不能動態(tài)地調(diào)節(jié)變化狀態(tài)。
隨后由復(fù)數(shù)乘法反相器424計(jì)算生成和522的反相?；鶐Тa元樣本528由延遲線526產(chǎn)生，這里建立延遲以通過在相同采樣時(shí)間估計(jì)信道增益的計(jì)算同步該基帶碼元樣本。復(fù)數(shù)乘法器430隨后將反相器424的輸出與碼元樣本528相乘以產(chǎn)生根據(jù)方程式2的原始數(shù)據(jù)碼元532的估計(jì)。
總之，由于連續(xù)導(dǎo)頻碼元的平均，這種估計(jì)信道增益的WMSA方法比第一種方法具有較好的噪聲容限，但它使用靜態(tài)的插值公式并且不能動態(tài)地調(diào)節(jié)變化信道狀態(tài)。
下面結(jié)合圖6描寫的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器來描述根據(jù)本發(fā)明方法確定基于插入導(dǎo)頻碼元的信道增益的自適應(yīng)方法。輸入基帶信號u(t)500由碼元同步模塊408和塊同步模塊406處理。碼元和塊定時(shí)模塊的輸出被處理以產(chǎn)生控制模數(shù)采樣電路402(以一個開關(guān)狀符號描述)的導(dǎo)頻碼元采樣時(shí)鐘504來引起導(dǎo)頻碼元信號的數(shù)字值被發(fā)送到復(fù)數(shù)乘法器511。復(fù)數(shù)乘法器511的輸出表示在一個特定信道碼元時(shí)的信道增益估計(jì)。這種估計(jì)發(fā)送到延遲線512。
碼元同步模塊408也控制模數(shù)采樣電路410(以一個開關(guān)狀符號描述)，該電路工作以在每個導(dǎo)頻碼元時(shí)刻引起輸入基帶信號u(t)500的數(shù)字值被存儲在延遲線526中。
現(xiàn)在，相對于圖6信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器的功能元件描述對于圖3數(shù)據(jù)流302中一個任意選擇塊0中碼元的根據(jù)本發(fā)明方法的信道增益估計(jì)。如上面圖3描述并且由方程式3定義的碼元采樣時(shí)間是在第k個塊第m個碼元的采樣時(shí)間。在tk，m采樣導(dǎo)頻碼元，這里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3--即在每個塊的開始有四個導(dǎo)頻碼元，并且來自塊-2，-1，0，1，2和3的碼元用于信道估計(jì)。對于每個輸入導(dǎo)頻碼元樣本u(tk，m)，通過復(fù)數(shù)乘法器511根據(jù)方程式6計(jì)算信道增益估計(jì)。這些信道增益估計(jì)隨后存儲在延遲線512中。
復(fù)數(shù)平均模塊534用于平均與存儲在延遲線512的每個塊開始四個連續(xù)導(dǎo)頻碼元有關(guān)的四個信道增益估計(jì)。這種平均工作使與方程式4的噪聲項(xiàng)有關(guān)的誤差減至最小。同樣，應(yīng)該理解每個塊多于四個碼元的使用將使得更好的抵消噪聲誤差。因此，盡管本發(fā)明方法的優(yōu)選實(shí)施例基于每塊四個碼元的使用，但該方法也期待更多數(shù)量碼元的使用。
復(fù)數(shù)乘法器614、615、616、617、618和619用于將平均模塊534的輸出乘以適當(dāng)?shù)募訖?quán)系數(shù)α-2(m)、α-1(m)、α0(m)、α1(m)、α2(m)和α3(m)，并且乘法器結(jié)果在復(fù)數(shù)加法器520中加起來。因此生成的和622(在加法器520的輸出端)被代數(shù)方法表示為c^(t0,m)=c^(t0,0+mTs)=c^(t0,0+mNTB)=Σk=-23αk(m)4Σm=03c^(tk,m)]]>[方程式8]α系數(shù)定義如下(采用
)α-2(m)=-q(q2-1)(q-2)(q-3)120]]>[方程式9]α-1(m)=q(q-1)(q2-4)(q-3)24]]>[方程式10]α0(m)=-q(q2-1)(q2-4)(q-3)12]]>[方程式11]α1(m)=q(q+1)(q2-4)(q-3)12]]>[方程式12]α2(m)=-q(q2-1)(q+2)(q-3)24]]>[方程式13]α3(m)=q(q2-1)(q2-4)120]]>[方程式14]方程式8到方程式14構(gòu)成一個來自存儲在延遲線512的導(dǎo)頻碼元采樣時(shí)間上信道增益的估計(jì)值的在塊0上任何碼元的碼元采樣時(shí)間上估計(jì)信道值的五階(六點(diǎn))拉格朗日多項(xiàng)式插值。根據(jù)本發(fā)明的方法，使用中心在塊0的相應(yīng)的r個塊以及使用在每個塊開始的任何P＜N數(shù)量的導(dǎo)頻碼元，這種插值能夠以任何階(r-1)拉格朗日插值構(gòu)成。生成的信道增益估計(jì)是c^(t0,m)=c^(t0,0+mTs)=c^(t0,0+mNTB)=Σkαk(m)PΣm=0P-1c^(tk,m)]]>[方程式15]這里對于偶數(shù)r，-0.5(r-2)≤k≤0.5r，而對于奇數(shù)r，-0.5(r-1)≤k≤0.5(r-1)在這種一般的情況下，α系數(shù)定義如下(采用
)對于偶數(shù)rαk(m)=(-1)0.5r+k(0.5r-1+k)!(0.5r-k)!(q-k)Πa=1r(q+0.5r-a)]]>[方程式16]對于奇數(shù)rαk(m)=(-1)0.5(r-1)+k(0.5r-0.5+k)!
!(q-k)Πa=0r-1[q+0.5(r-1)-a]]]>[方程式17]再次參考圖6的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，隨后生成和622的反相由復(fù)數(shù)乘法反相器424計(jì)算?；鶐Тa元樣本528由延遲線526產(chǎn)生，這里建立延遲以通過在相同采樣時(shí)間估計(jì)的信道增益的計(jì)算同步該基帶碼元樣本。然后復(fù)數(shù)乘法器430將反相器424的輸出與碼元樣本528相乘以產(chǎn)生根據(jù)方程式2的原始數(shù)據(jù)碼元632的估計(jì)。
已經(jīng)描述的信道估計(jì)方法對每個數(shù)據(jù)塊的一個或多個連續(xù)導(dǎo)頻碼元起作用并且結(jié)合了導(dǎo)頻碼元之間估計(jì)信道增益的拉格朗日插值。這個插值的參數(shù)動態(tài)地調(diào)節(jié)變化信道狀態(tài)。
雖然本發(fā)明的方法和該方法的說明應(yīng)用已經(jīng)詳細(xì)地進(jìn)行描述，但是應(yīng)該理解可以進(jìn)行各種變化、更改和替換而不會背離如附加權(quán)利要求書定義的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種恢復(fù)具有多個數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)信號的方法，其中每個所述數(shù)據(jù)塊包括多個編碼數(shù)據(jù)位和多個已知導(dǎo)頻位，所述方法包括步驟根據(jù)相對于所述已知導(dǎo)頻位的接收數(shù)據(jù)信號的比較，估計(jì)接收數(shù)據(jù)信號中信道失真量；將拉格朗日多項(xiàng)式插值應(yīng)用于所述估計(jì)的信道失真以提供信道失真的加權(quán)估計(jì)；將信道失真的所述加權(quán)估計(jì)應(yīng)用于每個所述數(shù)據(jù)塊以補(bǔ)償所述信道失真。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中估計(jì)信道失真的所述步驟包括估計(jì)來自所述多個接收導(dǎo)頻位的幅度或相位信息的所述信道失真。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中通過計(jì)算所述數(shù)據(jù)塊中所述多個接收導(dǎo)頻位的平均幅度值和平均相位值來做出所述信道失真的估計(jì)。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中通過計(jì)算所述數(shù)據(jù)塊中所述多個接收導(dǎo)頻位的平均幅度來做出所述信道失真的估計(jì)。
5.如權(quán)利要求2所述的方法，其中通過計(jì)算所述數(shù)據(jù)塊中所述多個接收導(dǎo)頻位的平均相位來做出所述信道失真的估計(jì)。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中應(yīng)用拉格朗日多項(xiàng)式插值的所述步驟包括將R-1階拉格朗日多項(xiàng)式插值應(yīng)用于R個數(shù)據(jù)塊的所述信道失真估計(jì)。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中所述拉格朗日多項(xiàng)式插值的加權(quán)系數(shù)由本說明書的方程式16和方程式17表示。
8.在用于接收包括多個數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)流的接收系統(tǒng)中，所述數(shù)據(jù)塊包含多個已知導(dǎo)頻位和多個編碼數(shù)據(jù)位，一種信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器包括失真補(bǔ)償裝置，工作以確定利用拉格朗日多項(xiàng)式插值加權(quán)因子算法的信道失真參數(shù)，以及用于確定來自所述信道失真參數(shù)的信道失真估計(jì)并且將所述信道失真估計(jì)應(yīng)用于所述多個數(shù)據(jù)塊的裝置。
9.如權(quán)利要求8所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器還包括一個用于存儲一部分所述多個導(dǎo)頻位的信號參數(shù)的存儲裝置，所述信號參數(shù)是在相關(guān)數(shù)據(jù)塊中信道失真的估計(jì)，并且用于存儲通過預(yù)定時(shí)間增量及時(shí)延遲的所述多個數(shù)據(jù)塊中至少一個；歸一化存儲在所述存儲裝置中信道失真的每個所述估計(jì)的裝置，以及將所述拉格朗日多項(xiàng)式插值計(jì)算的加權(quán)因子應(yīng)用于信道失真的每個所述歸一化估計(jì)的裝置；用于將信道失真的每個所述加權(quán)歸一化估計(jì)加起來的裝置，所述和是一個信道失真的估計(jì)；以及用于將信道失真的所述估計(jì)應(yīng)用于所述存儲、延遲的數(shù)據(jù)塊的裝置。
10.如權(quán)利要求9所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中所述信號參數(shù)被確定為所述多個接收導(dǎo)頻位的測量幅度和相位值的代數(shù)函數(shù)。
11.如權(quán)利要求9所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中所述信號參數(shù)被確定為所述多個接收導(dǎo)頻位的測量幅度值的代數(shù)函數(shù)。
12.如權(quán)利要求9所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中所述信號參數(shù)被確定為所述多個導(dǎo)頻位的測量相位值的代數(shù)函數(shù)。
13.如權(quán)利要求9所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中存儲在所述存儲裝置中的所述信號參數(shù)相應(yīng)于所述數(shù)據(jù)塊的一個預(yù)定數(shù)R。
14.如權(quán)利要求13所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中如果R是偶數(shù)，則所述預(yù)定延遲時(shí)間增量是第一個值，而如果R是奇數(shù)，則所述預(yù)定延遲時(shí)間增量是第二個值。
15.如權(quán)利要求14所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中所述預(yù)定延遲時(shí)間增量的所述第一個值等于(R/2+1)的整數(shù)值而所述預(yù)定延遲時(shí)間增量的所述第二個值等于R/2的整數(shù)值。
16.如權(quán)利要求13所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中使用(r-1)階拉格朗日多項(xiàng)式插值計(jì)算所述拉格朗日多項(xiàng)式插值加權(quán)因子。
17.如權(quán)利要求14所述的信道估計(jì)和補(bǔ)償處理器，其中所述加權(quán)因子在本說明書的方程式16和方程式17中表示。
全文摘要
對于數(shù)字移動無線電傳輸,提供一種測量和校正傳輸信道中失真的新方法。已知的導(dǎo)頻碼元插入在數(shù)據(jù)流中。在接收機(jī),導(dǎo)頻碼元的已知值的失真表示信道失真。已知導(dǎo)頻碼元的接收值的拉格朗日插值用于估計(jì)導(dǎo)頻碼元內(nèi)的信道失真。
文檔編號H04B1/707GK1265544SQ00102350
公開日2000年9月6日 申請日期2000年2月21日 優(yōu)先權(quán)日1999年2月22日
發(fā)明者羅伯特·才明·邱(音譯) 申請人:朗迅科技公司