專利名稱：高清晰度電視信號的盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信領(lǐng)域，特別涉及信道均衡領(lǐng)域。它是根據(jù)例如按照電視制式委員會(Advanced Television System Committee，ATSC)的殘留邊帶(VSB)標(biāo)準(zhǔn)操作的接收器這樣的高清晰度電視(HDTV)的接收器來進(jìn)行公開的，但也認(rèn)為可以使用到其他應(yīng)用中。
背景技術(shù)：
在數(shù)字通信(即，發(fā)送和接收)領(lǐng)域中，熟知了各種適合于依靠特殊的發(fā)送和接收系統(tǒng)和信道，從所收到的信號中可靠地恢復(fù)符號流的方法和設(shè)備。一般來說，這樣的方法和設(shè)備操作如下(a)通過包含RF調(diào)諧電路和中頻(IF)處理器的輸入網(wǎng)絡(luò)模擬處理信號；(b)將經(jīng)模擬處理過的信號通過模數(shù)轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換成數(shù)字取樣序列；(c)將收到的數(shù)字信號序列解調(diào)成基帶非均衡符號流；(d)均衡該符號流以使得這些符號能夠可靠地映射到所謂的符號構(gòu)像(symbol constellation)中的特殊點。然后將均衡的符號根據(jù)該構(gòu)像的復(fù)雜度解碼成位群(bit group)，例如位偶(bit pair)、四位字節(jié)、六位字節(jié)、八位字節(jié)等。當(dāng)發(fā)送信道和系統(tǒng)引入信號的線性失真，導(dǎo)致符號間干擾(ISI)，就象陸上廣播信道中的多徑傳播那樣時，均衡時必須的；和(e)特別是包括向前糾錯(FEC)解碼和去交錯(deinterleaving)的進(jìn)一步的數(shù)據(jù)處理。
在這種方法和設(shè)備中，均衡處理本身一般是自適應(yīng)的。即，非均衡符號流被輸入到這樣的裝置或系統(tǒng)，這些裝置或系統(tǒng)監(jiān)視其輸出符號流，并且將自己的、適配于其輸出符號流的點的傳遞函數(shù)，盡可能適應(yīng)于該符號構(gòu)像的點。均衡通常借助于所謂的判決反饋均衡器(DFE)進(jìn)行，判決反饋均衡器由前向饋入濾波器(FFF)和后向饋入濾波器(FBF)組成。參見John G.Proakis，“Digital Communication”，McGraw-Hill，第二版，1989年，紐約。在很多環(huán)境下，自適應(yīng)均衡處理以至少兩種階段(phase)或操作模式進(jìn)行(a)初始或收斂(convergence)階段；和(b)跟蹤階段。在設(shè)備啟動時執(zhí)行的初始或收斂階段，或例如，在其他情況下，當(dāng)HDTV接收器調(diào)諧到另一信道時，該均衡器采用一種或多種算法，這里的算法可以是基于訓(xùn)練的(使用訓(xùn)練序列作為基準(zhǔn))，也可以是盲的(不使用訓(xùn)練序列)。在初始階段，均衡器試圖可靠地初始收斂其輸出符號流在該符號構(gòu)像的點的任意鄰域內(nèi)。盲收斂算法的一個實例是Godard恒定模數(shù)算法(constant modulus algorithm，CMA)。參見D.N.Godard，“Self-Recovering Equalization and Carrier Trackingin Two Dimensional Data Communication Systems”，IEEE Transaction onCommunications，Vol.COM-28，pp.1867-1875，1980年11月。還請參見D.N.Godard的美國專利4,309,770。在初始收斂之后，均衡處理進(jìn)入跟蹤階段，在該階段，利用諸如定向判決(decision directed)算法這樣的算法，均衡器傳遞函數(shù)是連續(xù)自適應(yīng)的，以便將編碼的符號保持在符號構(gòu)像上的點的某個任意鄰域內(nèi)。這些方法和設(shè)備是眾所周知的。

發(fā)明內(nèi)容
按照本發(fā)明的原理，自適應(yīng)均衡器借助誤差信號更新其抽頭系數(shù)(tapcoefficient)，該誤差信號是e(k)＝sign[z(k)]*(Rs-|z(k)|2)其中sign[]為符號函數(shù)，z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，||為絕對值函數(shù)，Rs為正實數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的一方面，Rs為Rs＝E{|an|3}/E{|an|}E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，an為符號時刻n的信息符號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，廣義的均衡器誤差信號滿足e(k)＝sign[z(k)]*(Rsp-|z(k)|p)其中Rsp為正實數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的在一方面，Rsp為Rsp＝E{|an|(p+1)}/E{|an|}并且p正整數(shù)。


本發(fā)明最好通過參考以下詳細(xì)描述和圖解本發(fā)明的附圖來理解，在這些附圖中圖1圖解了均衡器仿真的框圖；圖2a圖解了實現(xiàn)Godard恒定模數(shù)算法的均衡器盲誤差和步長發(fā)生器的框圖；圖2b圖解了實現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的算法的均衡器盲誤差和步長發(fā)生器的框圖；圖3圖解了均衡器和限幅器輸出與關(guān)于根據(jù)運行于盲模式的本發(fā)明的、Rs為31744的算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系；圖4圖解了均衡器和限幅器輸出與關(guān)于根據(jù)運行于盲模式的本發(fā)明的、信噪比為20dB的算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系；圖5圖解了均衡器和限幅器輸出與關(guān)于根據(jù)運行于盲模式然后運行于定向判決格式的本發(fā)明的的算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系；圖6圖解了標(biāo)準(zhǔn)化MSE的均衡器輸出與關(guān)于根據(jù)運行于盲模式然后運行于定向判決格式的本發(fā)明的算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系；圖7圖解了均衡器和限幅器輸出與關(guān)于運行于盲模式然后運行于定向判決格式的Godard恒定模數(shù)算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系；圖8圖解了標(biāo)準(zhǔn)化MSE的均衡器輸出與關(guān)于根據(jù)運行于盲模式然后運行于定向判決格式的Godard恒定模數(shù)算法的105標(biāo)尺的符號的關(guān)系。
具體實施例方式
在適用于美國的HDTV的ATSC標(biāo)準(zhǔn)中，均衡器是自適應(yīng)濾波器，其以近似地等于10.76MHz的符號速率的平均速率接收VSB數(shù)據(jù)流，并且試圖去除主要由多徑傳播引起的線性失真，多徑傳播是陸上廣播信道的特征。(參見美國電視制式委員會，“ATSC Digital Television Standard”，1995年9月16日)。在ATSC標(biāo)準(zhǔn)中，訓(xùn)練序列包含在場同步中，以便提高初始均衡器收斂。此外，場同步只在大約每隔25ms出現(xiàn)一次，因而減緩收斂處理。
對于使得難于檢測場同步的重影環(huán)境，或在具有動態(tài)成分的情況下，讓均衡器的抽頭系數(shù)的初始調(diào)整與訓(xùn)練序列無關(guān)，即，自恢復(fù)或“盲”是有益的。參見John G.Proakis，“Digital Communication”，McGraw-Hill，第二版，1989年，紐約。另外，由于它對每個數(shù)據(jù)符號進(jìn)行操作，因此盲算法將收斂更快。盲模式均衡所最常用的算法之一，即CMA，是由D.N.Godard在美國專利4,309,770和“Self-Recovering Equalization and CarrierTracking in Two Dimensional Data Communication Systems”(IEEETransaction on Communications，Vol.COM-28，pp.1867-1875，1980年11月)中發(fā)明的。CMA企圖最小化一類非凸成本函數(shù)，顯示出它獨立地特征化了載波相位(phase)和用于該發(fā)送系統(tǒng)的數(shù)據(jù)符號構(gòu)像的符號間干擾。
對于包括具有M個存儲單元的均衡器濾波器的普通自適應(yīng)均衡器，抽頭系數(shù)更新公式為c(n，k+1)＝c(n，k)+(Δ*e(k)*y(k-n))1≤n≤M(1)其中c(n，k)是符號時刻k的抽頭系數(shù)數(shù)n；Δ為步長；y(k-n)是時刻(k-n)的均衡器濾波器輸出；e(k)是符號時刻k的誤差信號。在公式(1)和后面的分析中，符號時刻k表示k*T的實際時間，其中T是符號周期，1/T是符號速率。
雖然Godard的CMA一般是p階的成本函數(shù)，但實際實施時通常被限制到最低的階。對于2階的成本函數(shù)，盲模式誤差信號為e(k)＝z(k)*(R2-|z(k)|2)(2)其中z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，||2為絕對值函數(shù)的平方，R2為2階Godard半徑或盲指數(shù)環(huán)(power ring)。該2階指數(shù)環(huán)R2定義為Rs＝E{|ak|4}/E{|ak|2} (3)E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，ak為符號時刻k的信息符號(信道輸入)。已知的指數(shù)環(huán)表達(dá)是可以從誤差計算公式導(dǎo)出，并且可以認(rèn)作每個數(shù)據(jù)符號進(jìn)行比較以產(chǎn)生誤差指示的一個平均。這個誤差用于更新盲模式下的均衡器抽頭。均衡器在這個誤差最小時收斂。
從公式(2)，可以看出，即使該誤差反映了一個低成本函數(shù)，也出現(xiàn)均衡器輸出z(k)的3階乘積項。對于具有10位表示的均衡器輸出，表示需要10位×10位×10位乘法器和一個具有30位的盲誤差表示。然后將盲誤差應(yīng)用到公式(1)所描述的抽頭系數(shù)適配塊，其中它被用在附加乘積項中。因此降低盲誤差的表示長度是有益的。
本發(fā)明的目的是提供已知適合于ATSC-HDTV標(biāo)準(zhǔn)的新的盲均衡算法，它表示已知的Godard的CMA盲算法的簡化，并且可以應(yīng)用于任何一維調(diào)制系統(tǒng)的均衡。本發(fā)明提出了一種簡化的盲誤差，它降低了其動態(tài)范圍并暗示了一種新的盲模式指數(shù)環(huán)。該新的盲模式誤差需要更少的位來表示它，從而以均衡器輸出中的均方差(MSE)微小增加的代價，在實施均衡器時節(jié)省硬件。但是，均衡器輸出中的均方差的輕微增加的影響可以通過下列方式減小(a)在初始收斂之后，盲模式算法過渡到定向判決算法，它進(jìn)一步降低MSE；以及(b)對于HDTV系統(tǒng)，實際的信噪比(SNR)值是15至25dB左右。因此，系統(tǒng)白噪聲功率大大超過MSE電平，并且最終決定著均衡器的性能。
所提出的簡化的盲算法仍然滿足公式(1)中的抽頭系數(shù)適配，并且具有定義如下的盲誤差e(k)＝sign[z(k)]*(Rs-|z(k)|2)(4)其中z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，||2為絕對值函數(shù)的平方，Rs為新的盲指數(shù)環(huán)，sign[]為符號函數(shù)，它鑒別數(shù)字的符號而不管其值。該符號函數(shù)定義為 與由公式(1)和(4)所描述的簡化盲模式算法有關(guān)的新盲指數(shù)環(huán)值向如下那樣導(dǎo)出。某些限制根據(jù)與均衡器有關(guān)的假設(shè)產(chǎn)生。假設(shè)該均衡器是實值(非復(fù)數(shù))值基帶均衡器。除某些相位噪聲之外，假設(shè)載波跟蹤環(huán)理想跟蹤該載波。由于限幅器的存在，均衡器在定向判決模式下，可以校正少量的相位噪聲，實際上是將其傳送到進(jìn)行解調(diào)處理中的下一步，即相位跟蹤器。但是，均衡器不能在盲均衡期間校正相位噪聲。相位噪聲是具有對于數(shù)據(jù)的非加性效應(yīng)的零平均處理。均衡器所感覺到的效應(yīng)是加性噪聲的。為了簡單，將忽略相位噪聲，假若噪聲不引起足以使得輸入符號的符號改變的信號相位的大變化相位噪聲將被忽略。因此，最好，在(a)抽頭系數(shù)增量的期望值為零，并且(b)均衡器輸出匹配信道輸入的情況下，均衡該系統(tǒng)。
根據(jù)公式(1)和(4)，上述項(a)暗示E{yk-n*sign(zn)*(Rs-|zn|2)}＝0(6)其中E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，sign()為公式(5)中的符號函數(shù)，yk-n是y(k-n)，zn為z(n)。
公式(6)產(chǎn)生用于盲指數(shù)環(huán)的表達(dá)式如下Rs＝E{yk-n*sign(zn)*|zn|2}/E{yk-n*sign(zn)} (7)為了推導(dǎo)出Rs，需要將公式(7)中的每一項作為信息符號“a”的函數(shù)導(dǎo)出。對于帶有等效基帶脈沖響應(yīng)(hm，m＝0，1，...，M)的信道濾波器，在載波恢復(fù)后，信道輸出yn表示為yn＝∑kak*hn-k+wn(8)其中wn是被濾波的零平均高斯噪聲變量。
根據(jù)上述項(b)，理想均衡時的均衡器輸出為zn＝an(9)為了計算盲指數(shù)環(huán)，可以將公式(8)和(9)代入公式(7)的兩項中。公式(7)的分母項變成E{yk-n*sign(zn)}＝E{∑kak*hn-ksign(an)}+E{wn*sign(an)}＝E{|an|}*h0(10)其中假設(shè)噪聲wn是與數(shù)據(jù)不相關(guān)的，并且具有零平均，并假定an與時間是不相關(guān)的。
同樣，公式(7)的分子項變成E{yk-n*sign(zn)*|zn|2}＝E{∑kak*hn-ksign(an)*|an|2}+E{wn*sign(an)*|an|2} (11)＝E{|an|3}*h0根據(jù)公式(7)、(10)和(11)，Rs＝E{|an|3h0}/E{|zn|2h0} (12)Rs＝E{|an|3}/E{|zn|2}其中E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，a(k)為符號時刻k的信號符號(信道輸入)。注意，公式(12)的盲指數(shù)環(huán)與公式(3)中的Godard指數(shù)環(huán)不一樣。同時也注意，在公式(4)中使用符號函數(shù)將盲模式誤差的復(fù)雜度降低到均衡器輸出信號的第二指數(shù)，暗示需要以動態(tài)范圍和位數(shù)的減少來表示它。因此在均衡器制造時節(jié)省硬件。對于具有10位表示的均衡器輸出，這意味著20位表示的盲誤差，與Godard的CMA相比減少了3 3％的長度。
此外，本發(fā)明的目的在于將公式(4)推廣到形式e(k)＝sign[z(k)]*(Rsp-|z(k)|p)其中Rsp為符號時刻k的均衡器輸出，||2為絕對值函數(shù)的平方，sign[]為符號函數(shù)，p正整數(shù)，Rsp為廣義的盲指數(shù)環(huán)。
Rsp的表達(dá)式是公式(12)的推廣，可以按照公式(6)-(12)那樣的步驟推導(dǎo)出來，結(jié)果是
Rsp＝E{|an|(n+1)}/E{|an|} (14)其中E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，a(k)為符號時刻k的信號符號(信道輸入)。
為了評價建議的盲算法，以C編程語言進(jìn)行仿真。通用的仿真系統(tǒng)圖解在圖1中。在該系統(tǒng)中，“a”對應(yīng)于所發(fā)送的VSB符號，信道濾波器為有限脈沖響應(yīng)型(FIR)濾波器，“x”為信道濾波器輸出，“w”為零均值加性高斯噪聲，由于在接收器中濾波，因此該噪聲可以是彩色(非白)的，但與數(shù)據(jù)不相關(guān)。符號“y”是均衡器輸入端所接收到的符號，“z”為均衡器輸出，它試圖重建“a”。在這個實例中，選擇在接近2μs時，具有單一6dB重影的信道濾波器，它轉(zhuǎn)化為具有非零系數(shù)h
＝1.0和h[22]＝0.5的FIR濾波器，并且采用DFE均衡器。在公式(1)中為均衡器適配選擇的步長與用于FFF和FBF濾波器的系數(shù)的一樣，并且在不特別規(guī)定的情況下，不加噪聲。
除了誤差產(chǎn)生和步長以外，均以浮點運算進(jìn)行仿真，誤差產(chǎn)生和步長以定點實施并轉(zhuǎn)換為浮點。想法是僅僅考慮影響在均衡器的輸出中的MSE的誤差塊引起的實施損耗，原因是這是有益的塊。圖2圖解了在公式(2)和(4)中的實施的框圖，其后按照移位寄存器實施步長。
表1圖解了與ATSC標(biāo)準(zhǔn)中的8-VSB模式有關(guān)的限幅器值或符號構(gòu)像。

表18-VSB的限幅器值表2圖解了與ATSC標(biāo)準(zhǔn)中的8-VSB模式有關(guān)的盲指數(shù)環(huán)值，它適用于公式(3)和(12)和以上表1中的限幅器值。

表1與表1有關(guān)的8-VSB的盲指數(shù)環(huán)值盲指數(shù)環(huán)值的重要性可以通過觀察只有當(dāng)在公式(2)或(4)中給環(huán)指定最佳值時，將盲模式下的均衡器輸出收斂到適當(dāng)?shù)南薹髦祦斫忉?。指?shù)環(huán)值作為針對均衡器輸出的自動增益控制。如果指數(shù)環(huán)小于最佳值，這些均衡器輸出將比限幅器值更接近在一起。如果指數(shù)環(huán)大于最佳值，這些均衡器輸出將比限幅器值更分散。只有當(dāng)指數(shù)環(huán)是最佳值時，均衡器的輸出才與限幅器的值一致，如圖3所示。
圖4圖解了在白噪聲情況下，簡化的盲模式收斂。為了簡單，為20dB的SNR選擇的噪聲是加性白高斯噪聲。該加性白高斯噪聲破壞收斂，轉(zhuǎn)化成在均衡器的輸出中的MSE的增加，但不改變盲指數(shù)環(huán)值。即，從平均意義上講，均衡器輸出仍然與表1中的限幅器值一致。
在均衡器在盲模式下收斂后，則切換到滿足最小平方算法的定向判決模式，以便進(jìn)一步改善關(guān)于該限幅器輸出的MSE。圖5圖解了從簡化的盲模式向圖3圖解情況的定向判決模式的過渡。向定向判決模式的過渡以符號數(shù)5×105執(zhí)行，并且定向判決模式中的步長保持相同。圖6圖解了標(biāo)準(zhǔn)化的MSE對比與圖5有關(guān)的符號的關(guān)系曲線。MSE由平均信號功率標(biāo)準(zhǔn)化，按100點的平均進(jìn)行計算。注意，該曲線有兩個過渡第一個在盲收斂時獲得，并且第二個是在切換到定向判決模式之后的劇烈過渡。
為了將簡化的盲算法與Godard算法進(jìn)行比較，關(guān)于公式(2)中的盲誤差獲得類似的曲線。圖7圖解了從Godard盲算法向定向判決模式的過渡。由于公式(2)和(4)的差別，該算法不同地重復(fù)作用于同一步長。因此，與圖5所圖解的簡化的算法情況的本發(fā)明相比，選定了對于Godard算法引起類似的收斂時間的步長。步長是Δ＝(1/2)8(bFF＝bFB＝8)。向定向判決模式的過渡以符號數(shù)5×105執(zhí)行，并且定向判決模式中的步長保持和圖5中所示的相同，即，Δ＝(1/2)10(bFF＝bFB＝10)。圖8圖解了標(biāo)準(zhǔn)化的MSE與圖7有關(guān)的符號的關(guān)系曲線。注意，實際上圖7和8圖解了與圖5和6基本相同的性能。
注意，當(dāng)步長減少時，Godard算法表現(xiàn)出輕微的改進(jìn)。即，隨著MSE的輕微變小，Godard算法收斂稍微快一點。這正是所希望的，原因是這里提出的簡化的算法消除了Godard算法的某些盲誤差動態(tài)范圍。然而，如圖所見，性能的差異不是明顯的，均衡最終將從盲模式向定向判決模式的過渡，在其中發(fā)生MSE大部改善。此外，對于ATSC-HDTV系統(tǒng)，實際的SNR值大約為15至25dB，意味著系統(tǒng)白噪聲功率大大超過MSE電平，并且最終決定著均衡器的性能。
用于ATSC HDTV均衡器的所述簡化的盲算法，即在Godard盲算法基礎(chǔ)上的簡化，簡化了盲均衡，降低了其動態(tài)范圍，并暗示了一種新的盲模式環(huán)。該新的盲誤差需要較小的位數(shù)來表示它，從而以均衡器輸出中的均方差如上所述的微小增加的代價，在均衡器的實施中節(jié)省硬件。
權(quán)利要求
1.一種處理所接收到的同步數(shù)據(jù)信號的設(shè)備，其特征在于一個自適應(yīng)均衡器，具有幾個需更新的抽頭系數(shù)，所述均衡器產(chǎn)生從均衡的數(shù)據(jù)符號導(dǎo)出的誤差信號，所述誤差信號定義為e(k)＝sign[z(k)]*(Rs-|z(k)|2)其中sign[]為符號函數(shù)，z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，||為絕對值函數(shù)，Rs為正實數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，Rs定義為Rs＝E{|an|3}/E{|an|}E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，an為符號時刻n的信息符號，||為絕對值函數(shù)。
3.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述接收到的信號由一維調(diào)制技術(shù)進(jìn)行調(diào)制。
4.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述誤差在盲均衡操作模式期間產(chǎn)生。
5.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述接收到的信號是高清晰度電視信號。
6.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述接收到的信號是按照ATSC標(biāo)準(zhǔn)的高清晰度電視信號。
7.一種處理所接收到的同步數(shù)據(jù)信號的設(shè)備，其特征在于一個自適應(yīng)均衡器具有幾個需更新的抽頭系數(shù)，所述均衡器產(chǎn)生從均衡的數(shù)據(jù)符號導(dǎo)出的誤差信號，所述誤差信號定義為e(k)＝sign[z(k)]*(Rsp-|z(k)|p)其中sign[]為符號函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，Rsp為正實數(shù)，p為正整數(shù)。
8.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其特征在于，Rsp定義為Rsp＝E{|an|(p+1)}/E{|an|}E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，p為正整數(shù)。
9.一種處理所接收到的同步數(shù)據(jù)信號的設(shè)備，其中數(shù)據(jù)符號利用殘留邊帶調(diào)制技術(shù)，以符號率1/T進(jìn)行發(fā)送，其特征在于一個自適應(yīng)實數(shù)(非復(fù)數(shù))均衡器，具有根據(jù)如下公式進(jìn)行更新的幾個抽頭增益或抽頭系數(shù)c(n，k+1)＝c(n，k)+(Δ*e(k)*y(k-n))1≤n≤M其中c(n，k)是符號時刻k的抽頭系數(shù)數(shù)n；Δ為步長；M為均衡器濾波器大?。粂(k-n)是時刻(k-n)的均衡器濾波器輸出；e(k)是符號時刻k的誤差信號，符號時刻k表示k*T的實際時間，其中T是符號周期，1/T是符號速率，所述均衡器產(chǎn)生從均衡的數(shù)據(jù)符號導(dǎo)出的誤差信號，所述誤差信號定義為e(k)＝sign[z(k)]*(Rs-|z(k)|2)其中sign[]為符號函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，Rs為正實數(shù)。
10.如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其特征在于，Rs定義為Rs＝E{|an|3}/E{|an|}E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)。
11.一種處理所接收到的同步數(shù)據(jù)信號的設(shè)備，其中數(shù)據(jù)符號利用殘留邊帶調(diào)制技術(shù)，以符號率1/T進(jìn)行發(fā)送，其特征在于一個自適應(yīng)實數(shù)(非復(fù)數(shù))均衡器，具有根據(jù)如下公式進(jìn)行更新的幾個抽頭增益或抽頭系數(shù)c(n，k+1)＝c(n，k)+(Δ*e(k)*y(k-n))1≤n≤M其中c(n，k)是符號時刻k的抽頭系數(shù)數(shù)n；Δ為步長；M為均衡器濾波器大??；y(k-n)是時刻(k-n)的均衡器濾波器輸出；e(k)是符號時刻k的誤差信號，符號時刻k表示k*T的實際時間，其中T是符號周期，1/T是符號速率，所述均衡器產(chǎn)生從均衡的數(shù)據(jù)符號導(dǎo)出的誤差信號，所述誤差信號定義為e(k)＝sign[z(k)]*(Rsp-|z(k)|p)其中sign[]為符號函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，z(k)為符號時刻k的均衡器輸出，Rsp為正實數(shù)，p為正整數(shù)。
12.如權(quán)利要求11所述的設(shè)備，其特征在于，Rsp定義為Rs＝E{|an|(p+1)}/E{|an|}E{}為數(shù)學(xué)期望函數(shù)，||為絕對值函數(shù)，p為正整數(shù)。
全文摘要
一種自適應(yīng)均衡器借助誤差信號e(k)=sign[z(k)]*(R
文檔編號H04B3/06GK1383263SQ0211613
公開日2002年12月4日 申請日期2002年4月19日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月26日
發(fā)明者伊沃內(nèi)特·馬克曼, 約翰·S·斯圖爾特 申請人:湯姆森特許公司