本發(fā)明涉及無線通信領(lǐng)域中fbmc系統(tǒng)的頻偏估計(jì)方法，具體涉及一種cp-fbmc通信系統(tǒng)中的盲頻偏估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

由于多載波調(diào)制系統(tǒng)不僅能夠提供高速的數(shù)據(jù)傳輸，成倍的提升系統(tǒng)容量，同時(shí)能夠有效地對(duì)抗信道的頻率選擇性衰落，因此受到了學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的廣泛關(guān)注和研究。然而，帶外泄漏過高一直是到載波調(diào)制系統(tǒng)的一大弊病。fbmc(循環(huán)濾波器組多載波)技術(shù)通過采用具有良好時(shí)頻聚焦特性的原型濾波器，可以有效降低信號(hào)的帶外泄漏。此外，fbmc技術(shù)引入多相濾波器和快速傅里葉變換等操作，大大降低了自身的復(fù)雜度和運(yùn)算量，應(yīng)用前景廣闊。為了提高fbmc的頻譜效率，循環(huán)濾波器組多載波cyclic-fbmc被提出，同時(shí)為了對(duì)抗頻率選擇性衰落，基于cyclic-fbmc添加cp，組成cp-fbmc系統(tǒng)，并推導(dǎo)出較好的快速實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。

像其他多載波系統(tǒng)一樣，fbmc對(duì)于同步失真同樣非常敏感，時(shí)頻同步一直以來都是fbmc的研究熱點(diǎn)。目前fbmc時(shí)頻同步的方法主要包括基于數(shù)據(jù)輔助的估計(jì)算法和盲估計(jì)算法?；跀?shù)據(jù)輔助的估計(jì)方法利用重復(fù)符號(hào)的相關(guān)運(yùn)算進(jìn)行同步計(jì)算的方法，需要很多同步符號(hào)和保護(hù)符號(hào)才能抵消fbmc系統(tǒng)的重疊性，頻譜效率較低。該類方法最先提出于tildefusco，angelopetrella，mariotanda在ieeetransactionsonwirelesscommunications,2009,8(5):2705-2715上發(fā)表的“data-aidedsymboltimingandcfosynchronizationforfilterbankmulticarriersystems”。在中國(guó)專利201110215577.0《一種ofdm/oqam系統(tǒng)及其時(shí)頻同步方式》中，通過相關(guān)運(yùn)算的選取和最大后驗(yàn)概率準(zhǔn)則對(duì)上述方法中的估計(jì)性能進(jìn)行了改善，但頻譜效率依然很低。早期的盲估計(jì)算法主要利用了fbmc多載波系統(tǒng)的二階循環(huán)平穩(wěn)性，復(fù)雜度高。davidemattera，mariotanda在ieeetransactionsonwirelesscommunications，2013，12(1)：268-277上發(fā)表的“blindsymboltimingandcfoestimationforofdm/oqamsystems”提出利用fbmc的共軛對(duì)稱性，大大降低了復(fù)雜度，但性能有所降低。所以折衷考慮fbmc中的頻譜效率和估計(jì)性能，是目前亟待解決的。同時(shí)考慮到在頻率選擇性嚴(yán)重的信道條件下需要基于cyclic-fbmc系統(tǒng)添加cp，所以cp-fbmc系統(tǒng)下的頻偏估計(jì)和補(bǔ)償問題同樣亟待解決。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的問題，本發(fā)明提出一種通過設(shè)計(jì)合理的虛擬子載波分配方式，在保證頻譜效率的同時(shí)，提高估計(jì)性能的cp-fbmc通信系統(tǒng)中的盲頻偏估計(jì)方法。

為了實(shí)現(xiàn)以上目的，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案為：包括以下步驟：

1)發(fā)射端采用隨機(jī)連續(xù)方式分配虛擬子載波，分配連續(xù)三個(gè)及以上的虛擬子載波；

2)根據(jù)步驟1)的子載波分配方式對(duì)子載波的信息比特流進(jìn)行調(diào)制；

3)采用cyclic-fbmc系統(tǒng)對(duì)步驟2)的子載波數(shù)據(jù)進(jìn)行分塊得到若干數(shù)據(jù)塊；

4)對(duì)步驟3)的各數(shù)據(jù)塊進(jìn)行調(diào)制，即不同頻率時(shí)間點(diǎn)上的數(shù)據(jù)符號(hào)乘以相對(duì)應(yīng)的基函數(shù)，則發(fā)射端發(fā)送信號(hào)sl：

其中，表示歸一化的lc點(diǎn)的dft變換；表示頻域傳輸處理，λm＝diag(λm)，為廣義dft，

5)接收端基于cyclic-fbmc添加cp組成cp-fbmc系統(tǒng)，發(fā)送端信號(hào)sl經(jīng)過多徑信道，在接收端發(fā)生頻率偏移得到接收信號(hào)rl，接收端接收到的頻率偏移信號(hào)表示為：

其中φ為頻偏實(shí)際值，nl表示均值為0，方差為σ²的加性高斯白噪聲；

6)假設(shè)cfo試探值對(duì)接收信號(hào)rl進(jìn)行頻偏試探補(bǔ)償：

解調(diào)得到：

7)采用連續(xù)虛擬子載波不與數(shù)據(jù)子載波相鄰的虛擬子載波計(jì)算代價(jià)函數(shù)：

對(duì)進(jìn)行遍歷并分別計(jì)算代價(jià)函數(shù)，則頻偏的估計(jì)值通過求解下面的最小化問題得到：

的最小結(jié)果對(duì)應(yīng)的頻偏試探值即為頻偏的估計(jì)值完成盲頻偏估計(jì)。

所述步驟1)中選擇虛擬子載波組數(shù)p，每組連續(xù)虛擬子載波個(gè)數(shù)q，其中q≥3，記每組第一個(gè)虛擬子載波的序號(hào)為mi,1，i＝1,2,…p，mi,1∈[0,m-1]，各組其余虛擬子載波序號(hào)為mi,1+j＝((mi,1+j))m，((mi,1+j))m表示mi,1+j以m為循環(huán)的結(jié)果，i＝1,2,…p,j＝0,1,…q-1，mi,1+j∈[0,m-1]，m個(gè)子載波中除虛擬子載波外其余均為數(shù)據(jù)子載波，記與數(shù)據(jù)子載波不相鄰的虛擬子載波為p×(q-2)個(gè)，為集合mused-null。

所述步驟2)中調(diào)制包括：根據(jù)步驟1)的子載波分配方式對(duì)子載波分配qpsk符號(hào)，虛擬子載波上不承載符號(hào)信息，并進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，然后進(jìn)行oqam預(yù)處理，將復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)轉(zhuǎn)換成實(shí)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)。

所述步驟3)中子載波數(shù)據(jù)分塊包括：在子載波m上，數(shù)據(jù)符號(hào)序列am[n]分成包含nc個(gè)復(fù)數(shù)符號(hào)，大小為2nc的數(shù)據(jù)塊，長(zhǎng)度為lc＝m·nc，令am,l[n]表示子載波m上第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊，am,l[n]＝am[2lnc+n],n＝0,1,…,2nc-1。

所述步驟4)的調(diào)制過程為：

4.1)發(fā)射端待發(fā)送的調(diào)制信號(hào)為：

其中，gm,n[k]是am,l[n]對(duì)應(yīng)的基函數(shù)：

其中，是給待發(fā)送實(shí)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)添加的初始相位，表示以lc為循環(huán)的結(jié)果，pc[k']為cyclic-fbmc系統(tǒng)中采用的原型濾波器，與fbmc系統(tǒng)中的原型濾波器p[k']有如下關(guān)系：

4.2)cyclic-fbmc中第l個(gè)調(diào)制信號(hào)表示為：

其中，

為第m個(gè)子載波上的中心頻率；

做變量替換其中δ0≤m0＜nc+δ0是一個(gè)整數(shù)，當(dāng)nc為偶數(shù)時(shí)，δ0＝0.5，否則，δ0＝0，并令則sl[k]和pc,m[k']寫成：

4.3)將sl[k]矩陣化，sl＝[sl[0]sl[1]…sl[lc-1]]^t為sl[k]的矩陣表示形式，分別令am,l＝[am,l[0]am,l[1]…am,l[2nc-1]]^t，pc,m＝[pc,m[0]pc,m[1]…pc,m[lc-1]]^t；

經(jīng)過推導(dǎo)，發(fā)射端發(fā)送信號(hào)sl最終寫成以下形式：

所述步驟6)中對(duì)于每個(gè)m0＝m，主對(duì)角線元素為1+0j，其余元素為純虛數(shù)或?qū)嵅繜o限小，則

對(duì)于每個(gè)m0＝m，中每個(gè)元素受到時(shí)域相鄰元素的影響；

對(duì)于每個(gè)m0≠m，|m-m0|＝1時(shí)，則不能忽略不計(jì)；|m-m0|＞1時(shí)，只考慮相鄰子載波對(duì)的影響。

所述步驟7)中根據(jù)頻偏的估計(jì)值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償，在接收端對(duì)每一塊數(shù)據(jù)塊進(jìn)行逐點(diǎn)均衡，解調(diào)得到將進(jìn)行oqam后置處理，從實(shí)數(shù)符號(hào)變回到復(fù)數(shù)符號(hào)，進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換之后，進(jìn)行qpsk解調(diào)，最終恢復(fù)出發(fā)送的比特?cái)?shù)據(jù)流。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明通過在cp-fbmc系統(tǒng)的發(fā)射端分配連續(xù)三個(gè)及以上的虛擬子載波，在系統(tǒng)接收端利用與數(shù)據(jù)子載波不相鄰的虛擬子載波計(jì)算代價(jià)函數(shù)，代價(jià)函數(shù)最小值對(duì)應(yīng)的頻偏試探值即為頻偏的估計(jì)值，本發(fā)明通過設(shè)計(jì)合理的虛擬子載波分配方式，在保證頻譜效率的同時(shí)，提高估計(jì)性能，經(jīng)過試驗(yàn)驗(yàn)證，本發(fā)明方法通過插入少量虛擬子載波，估計(jì)性能得以提升，且隨著虛擬子載波數(shù)量的增多，可利用信息量增多，估計(jì)性能可以進(jìn)一步提高。

附圖說明

圖1為本發(fā)明發(fā)射端虛擬子載波分配方式的示意圖；

圖2為本發(fā)明的方法流程圖；

圖3為利用對(duì)比例和本發(fā)明盲頻偏估計(jì)時(shí)比特信噪比與估計(jì)均方根誤差的關(guān)系曲線對(duì)比圖，圖中橫坐標(biāo)表示比特信噪比eb/n0，單位分貝(db)，范圍0－30db，縱坐標(biāo)表示對(duì)應(yīng)的估計(jì)均方根誤差。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合具體的實(shí)施例和說明書附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的解釋說明。

參見圖2，本發(fā)明包括以下步驟：

1、發(fā)射端：

(1)參見圖1，發(fā)射端的m個(gè)子載波，子載波序號(hào)m＝0,1,…,m-1，子載波序號(hào)相差1則表示子載波相鄰，采用隨機(jī)連續(xù)的虛擬子載波分配方案：選擇虛擬子載波組數(shù)p，每組連續(xù)虛擬子載波個(gè)數(shù)q，其中q≥3，記每組第一個(gè)虛擬子載波的序號(hào)為mi,1，i＝1,2,…p，mi,1∈[0,m-1]；考慮到cp-fbmc添加cp前的cyclic-fbmc系統(tǒng)的循環(huán)性，各組其余虛擬子載波序號(hào)為((mi,1+j))m表示mi,1+j以m為循環(huán)的結(jié)果，mi,1+j∈[0,m-1]，m個(gè)子載波中除虛擬子載波外其余均為數(shù)據(jù)子載波，記與數(shù)據(jù)子載波不相鄰的虛擬子載波p×(q-2)個(gè)，為集合mused-null；

(2)對(duì)信息比特流進(jìn)行qpsk調(diào)制，根據(jù)(1)中子載波分配方式分配qpsk符號(hào)，虛擬子載波上不承載符號(hào)信息，進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，然后進(jìn)行oqam預(yù)處理，將復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)轉(zhuǎn)換成實(shí)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)；

(3)采用cyclic-fbmc系統(tǒng)將數(shù)據(jù)分塊發(fā)送，在子載波m上，數(shù)據(jù)符號(hào)序列am[n]分成包含nc個(gè)復(fù)數(shù)符號(hào)，大小為2nc的數(shù)據(jù)塊，長(zhǎng)度為lc＝m·nc，令am,l[n]表示子載波m上第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊，am,l[n]＝am[2lnc+n],n＝0,1,…,2nc-1；

(4)對(duì)各數(shù)據(jù)塊進(jìn)行調(diào)制，即不同頻率時(shí)間點(diǎn)上的數(shù)據(jù)符號(hào)乘以相對(duì)應(yīng)的基函數(shù)，發(fā)送端待發(fā)送的調(diào)制信號(hào)為：

其中，gm,n[k]是am,l[n]對(duì)應(yīng)的基函數(shù)：

這里，是給待發(fā)送實(shí)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)添加的初始相位，表示以lc為循環(huán)的結(jié)果，pc[k']為cyclic-fbmc系統(tǒng)中采用的原型濾波器，與fbmc系統(tǒng)中的原型濾波器p[k']有如下關(guān)系：

2、快速實(shí)現(xiàn)形式：

(1)cyclic-fbmc中第l個(gè)調(diào)制信號(hào)可以進(jìn)一步表示為：

其中，

為第m個(gè)子載波上的中心頻率；

做變量替換其中δ0≤m0＜nc+δ0是一個(gè)整數(shù)，當(dāng)nc為偶數(shù)時(shí)，δ0＝0.5，否則，δ0＝0，并令sl[k]和pc,m[k]可重新寫成：

(2)將sl[k]矩陣化，sl＝[sl[0]sl[1]…sl[lc-1]]^t為sl[k]的矩陣表示形式，分別令am,l＝[am,l[0]am,l[1]…am,l[2nc-1]]^t，pc,m＝[pc,m[0]pc,m[1]…pc,m[lc-1]]^t；

經(jīng)過推導(dǎo)，sl最終可以寫成以下形式：

其中，表示歸一化的lc點(diǎn)的dft變換；表示頻域傳輸處理(frequencydomaintransmitprocessing，簡(jiǎn)稱fdtp)，λm＝diag(λm)，稱為廣義dft(generalizeddft，簡(jiǎn)稱gdft)，

3、接收端：

(1)基于cyclic-fbmc添加cp組成cp-fbmc系統(tǒng)，發(fā)送端信號(hào)sl經(jīng)過多徑信道，在接收端發(fā)生頻率偏移得到接收信號(hào)rl，由于循環(huán)前綴的作用，接收端接收到的頻率偏移信號(hào)可以表示為：

其中φ為頻偏實(shí)際值，nl表示均值為0，方差為σ²的加性高斯白噪聲；

(2)假設(shè)cfo試探值對(duì)接收信號(hào)rl進(jìn)行頻偏試探補(bǔ)償：

解調(diào)得到：

對(duì)于每個(gè)m0＝m，主對(duì)角線元素為1+0j，其余元素或者為純虛數(shù)，或者實(shí)部非常小，所以

對(duì)于每個(gè)m0＝m，中每個(gè)元素主要受到時(shí)域相鄰元素的影響；

對(duì)于每個(gè)m0≠m，|m-m0|＝1時(shí)，不能忽略不計(jì)。|m-m0|＞1時(shí)，非常小，所以只需要考慮相鄰子載波對(duì)的影響；

(3)用連續(xù)虛擬子載波不與數(shù)據(jù)子載波相鄰的虛擬子載波計(jì)算代價(jià)函數(shù)：

對(duì)進(jìn)行遍歷并分別計(jì)算代價(jià)函數(shù)，則頻偏的估計(jì)值可通過求解下面的最小化問題得到：

的最小結(jié)果對(duì)應(yīng)的頻偏試探值即為頻偏的估計(jì)值

(4)根據(jù)估計(jì)出的頻偏值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償，在接收端對(duì)每一塊數(shù)據(jù)塊進(jìn)行逐點(diǎn)均衡，解調(diào)得到將進(jìn)行oqam后置處理，從實(shí)數(shù)符號(hào)變回到復(fù)數(shù)符號(hào)，進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換之后，進(jìn)行qpsk解調(diào)，最終恢復(fù)出發(fā)送的比特?cái)?shù)據(jù)流，算法結(jié)束。

本實(shí)施例中使用的cp-fbmc系統(tǒng)采用qpsk星座調(diào)制，系統(tǒng)帶寬b＝1/ts＝11.2mhz，子載波個(gè)數(shù)為m＝1024，每個(gè)符號(hào)塊包含的復(fù)數(shù)符號(hào)nc＝5，原型濾波器為phydyas，重疊因子k＝4，循環(huán)前綴cp長(zhǎng)度為g＝m/8，虛擬子載波組數(shù)p＝1，連續(xù)虛擬子載波長(zhǎng)度q＝3，多徑衰落信道模型采用ituvehiculara信道模型，信道時(shí)延為[00.310.711.091.732.51](單位為μs)，路徑增益為[0-1-9-10-15-20](單位為db)。由于cp-fbmc的每個(gè)數(shù)據(jù)塊都是由nc個(gè)小數(shù)據(jù)塊組成的，所以本發(fā)明中頻偏的估計(jì)范圍為

圖3給出了利用方法1和本發(fā)明盲頻偏估計(jì)時(shí)比特信噪比與估計(jì)均方根誤差的關(guān)系曲線，并將davidemattera，mariotanda在ieeetransactionsonwirelesscommunications，2013，12(1)：268-277上發(fā)表的“blindsymboltimingandcfoestimationforofdm/oqamsystems”方法作為對(duì)比例進(jìn)行了比較，對(duì)比例圖中記為方法1。本發(fā)明方法圖中連續(xù)虛擬子載波長(zhǎng)度q＝3，p表示虛擬子載波組數(shù)，選擇p＝1和p＝30兩種情況，p越大的表示虛擬子載波越多，用于計(jì)算代價(jià)函數(shù)的信息量越大。由圖可以看出，本發(fā)明方法估計(jì)性能優(yōu)于方法1，且隨著虛擬子載波數(shù)量的增多，可利用的信息量增多，估計(jì)性能得到提升。本發(fā)明方法通過插入少量虛擬子載波，使估計(jì)性能顯著提高。