專利名稱：從相位調(diào)制信號中檢測相位差的延遲檢波裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于通過數(shù)字信號處理對相位調(diào)制信號數(shù)據(jù)進行譯碼的延遲檢波裝置。
在以移動通信領(lǐng)域為主的數(shù)據(jù)傳送中，廣泛使用相位調(diào)制信號的解調(diào)延遲檢波。之所以利用延遲檢波是因為在檢測相位調(diào)制信號當前符號的時間段和前一符號的時間段的位相差時不易受到作為移動通信特征的衰減現(xiàn)象的影響。所謂符號是發(fā)射側(cè)調(diào)制對象的發(fā)射信息單位。
就延遲檢波方法來說，一般是把中頻信號與使其只延遲確定數(shù)的采樣時間的信號相乘。可是近年來隨著數(shù)字信號處理的普及，已設計出例如特開昭63-153942號公報、實開平2-70542號公報中所記載的那種基帶延遲檢波裝置，由于在基帶延遲檢波裝置中處理信號的頻率低，所以更適合利用直接對中頻信號進行運算的方法處理數(shù)字信號。
下面參照圖1說明上述已有的延遲檢波裝置的一個例子。
圖1是已有的基帶延遲檢波裝置的構(gòu)成例的圖。
在圖1中，i(t)、q(t)是通過準同步正交檢波獲得的基帶信號，分別表示同相分量和正交分量。即，同相分量i(t)是把接收的調(diào)制信號與來自設定在中心頻率上的局部發(fā)射機的載波相乘而獲得的模擬信號，正交分量q(t)是接收的調(diào)制信號與從上述載波只移動π/2弧度相位的載波相乘而獲得的模擬信號。
21和22是采樣器，每隔一定時間T對基帶信號i(t)、q(t)進行采樣，25、26、27和28是乘法器，29是加法器，30是減法器，這些單元構(gòu)成了延遲檢波計算組件33。另外，31和32是檢波后濾波器。
下面說明上述構(gòu)成的已有延遲檢波裝置的操作。
首先，取樣器21在時刻t＝nT(n是整數(shù)，n＝……-1，0，1，2……)中，對基帶信號的同相分量i(t)進行采樣，生成采樣的基帶信號的同相數(shù)據(jù)I(nT)。
該同相數(shù)據(jù)I(nT)輸入給延遲器23和乘法器25。輸入給延遲器23的同相數(shù)據(jù)I(nT)在此只延遲1個符號時間mT而變成延遲同相數(shù)據(jù)I｛(n-m)T)｝后，輸入給乘法器25。在此的m是表示每一個符號時間的采樣數(shù)目的自然數(shù)。
采樣基帶信號的正交分量在采樣器22和延遲器24中也進行與上述同步的相同處理，并變成正交數(shù)據(jù)Q(nT)和延遲正交數(shù)據(jù)Q｛(n-m)T｝。
之所以用一個符號獲得若干個采樣數(shù)據(jù)I(nT)、Q(nT)是為了使采樣器21、22沒有必要對包含在調(diào)制信號中的符號進行同步采樣和便于進行穩(wěn)定的解調(diào)。
上述的同相數(shù)據(jù)I(nT)和延遲相樣數(shù)據(jù)I｛(n-m)T｝在乘法器25中相乘，各個乘積由加法器29進行相加，變成用以下式1表示的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)。(式1)E1(nT)＝I(nT)*I｛(n-m)T｝+Q(nT)*Q｛(n-m)T｝以同樣的方式，正交數(shù)據(jù)Q(nT)和延遲同相數(shù)據(jù)I｛(n-m)T｝在乘法器27中相乘，而同樣數(shù)據(jù)I(nT)和延遲正交數(shù)據(jù)Q｛(n-m)T｝在乘法器28中相乘，在減法器30中相應地對各個乘積值進行相減，而形成用以下式2表示的檢波數(shù)據(jù)E2(nT)。(式2)E2(nT)＝Q(nT)*I｛(n-m)T｝+I(nT)*Q｛(n-m)T｝
上述檢波數(shù)據(jù)E1(nT)和檢波數(shù)據(jù)E2(nT)分別相當于相鄰兩個符號的調(diào)制信號的相位差余弦分量和正弦分量。
利用數(shù)學式對此進行如下的說明。
設采樣的基帶信號I(nT)+jQ(nT)的相位為Q1，一個符號前的采樣基帶信號I｛(n-m)T)+jQ｛(n-m)T｝的相位為Q2。假設有式3的關(guān)系。(式3)I(nT)＝cosθ1Q(nT)＝sinθ1I｛(n-m)T｝＝cosθ2Q｛(n-m)T｝＝sinθ2于是，相位差(θ1-θ2)的余弦分量和正弦分量根據(jù)以下式4和式5分別與檢波數(shù)據(jù)E1(nT)和檢波數(shù)據(jù)E2(nT)一致。(式4)cos(θ1-θ2)＝cosθ1cosθ2+sinθ1sinθ2＝I(nT)*I｛(n-m)T｝+Q(nT)*Q｛(n-m)T｝＝E1(nT)(式5)sin(θ1-θ2)＝sinθ1cosθ2+cosθ1sinθ2＝Q(nT)*I｛(n-m)T｝-I(nT)*Q｛(n-m)T｝＝E2(nT)
如上所述，把通過延遲檢波運算組件33的向量運算獲得的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)和檢波數(shù)據(jù)E2(nT)分別輸入給檢波后濾波器31、32中，在此，通過上述采樣器21、22中的采樣濾掉產(chǎn)生的不需要的高頻波分量，變成解調(diào)的基帶信號C1(nT)，C2(nT)。最后對相當于鄰接符號相位差的發(fā)射信息進行譯碼。
如上所述，已有的延遲檢波裝置是通過使相位調(diào)制的信號數(shù)字化后按式4和式5所示進行向量運算而實現(xiàn)延遲檢波的。
可是，因為上述已有的延遲檢波裝置必需較多的硬件，所以在便攜式電話機等小型通訊機器上使用是困難的，這是上述已有裝置存在的問題。
具體的講，上述已有的延遲檢波裝置為了執(zhí)行向量運算必需兩個延遲器23、24，四個乘法器25-28，加法器29、減法器30。因此，在把這些單元作成一個集成電路實現(xiàn)芯片化時，還需要很多門元件，這是困難所在。
鑒于上述已有裝置存在的問題，本發(fā)明把提供能用小規(guī)模電路實現(xiàn)和容易集成電路化的延遲檢波裝置為目的。
具體的講，本發(fā)明的目的是提供用小規(guī)模電路進行上述向量運算的延遲檢波運算組件。
本發(fā)明的另一目的是提供既具有濾除高頻波性能又可以通過小規(guī)模電路實現(xiàn)的檢波后濾波器。
為了達到上述目的，本發(fā)明的延遲檢波裝置由第一、第二采樣器、延遲檢波運算組件以及第一和第二檢波后濾波器組成。
所述的延遲檢波運算組件又由余弦分量計算單元和正弦分量運算單元組成。
余弦分量計算單元由選擇器、延遲器和乘法器組成，對由第一采樣器輸出的同相數(shù)據(jù)和比其超前規(guī)定符號時間的同相數(shù)據(jù)的積以及從第二采樣器輸出的正交數(shù)據(jù)和比其超前規(guī)定符號時間的正交數(shù)據(jù)的積在各個采樣周期內(nèi)交替反復計算后作為第一檢波數(shù)據(jù)輸出。最后分時多路輸出構(gòu)成式4所示已有裝置檢波數(shù)據(jù)E(nT)的第一項和第二項(式4的第三行)正弦波分量計算單元由符號反相器、選擇器和乘法器組成，在各個采樣周期內(nèi)交替反復計算正交數(shù)據(jù)與比其還超前規(guī)定符號時間的同相數(shù)據(jù)的積和同相數(shù)據(jù)與比其還超前規(guī)定符號時間的正交數(shù)據(jù)的積并作為第二檢波數(shù)據(jù)輸出。最后分時多路輸出構(gòu)成式5所示已有裝置的檢波數(shù)據(jù)E2(nT)的第一和第二項(式5的第三行)。
另外，第一和第二檢波后濾波器是分別根據(jù)上述第一和第二檢波數(shù)據(jù)濾掉比相當于上述采樣周期的1/4周期頻率高的頻率分量的部件。因此，來自上述余弦分量計算單元的第一檢波數(shù)據(jù)和上述正弦分量計算單元的第二檢波數(shù)據(jù)通過被各自的第一和第二檢波后濾波器變成低通波，而成為與已有裝置相同的解調(diào)基帶信號。
因此，在已有的延遲檢波運算組件中必需有兩個延時器、四個乘法器、一個加法和一個減法器，而在本發(fā)明的延遲檢波運算組件中，可以去掉必需帶有多個門元件的兩個乘法器、一個延遲器、一個加法器和一個減法器，為了代替它們，只需增加僅由少量門元件構(gòu)成的兩個選擇器和一個符號反相器。
借此，實現(xiàn)了裝有用小規(guī)模電路進行上述向量運算的延遲檢波運算組件的延遲檢波裝置。
這樣，第一和第二檢波后濾波器可以實現(xiàn)把根據(jù)連續(xù)輸入的三個數(shù)據(jù)按1∶2∶1的加權(quán)數(shù)算出移動平均值的直線內(nèi)插濾波器和計算出連續(xù)輸入的K個數(shù)據(jù)積分值的積分濾波器串聯(lián)連接。
因此，實現(xiàn)了最適合本發(fā)明的延遲檢波運算組件和有不會產(chǎn)生由混淆引起的畸變的高質(zhì)量檢波性能的檢波后濾波器。
另外，上述直線內(nèi)插濾波器可以采用兩個由一段延遲器和一個加法器組成的第一平均化濾波器串聯(lián)結(jié)構(gòu)。而且，在用于該加法器的輸入信號配線中，采用使n位數(shù)據(jù)只退1位的連接方法。
借此，在防止了內(nèi)部溢出的同時，實現(xiàn)了由不需使用乘法器的簡易電路組成的直線內(nèi)插濾波器。
另外，上述的積分濾波器可以采用把由與上述第一平均化濾波器相同結(jié)構(gòu)的第二平均化濾波器和由兩段延遲電路及1個加法器組成的第三平均化濾波器串聯(lián)連接的結(jié)構(gòu)。并且，在加法器輸入信號的配線中采用使n位數(shù)據(jù)只下降1位的連接方法。
從而能在防止內(nèi)部溢出的同時，實現(xiàn)由不需使用乘法器的簡易電路組成的積分濾波器。
通過以上的延遲檢波運算組件和第一、第二檢波后濾波器的小型化，使本發(fā)明的延遲檢波裝置作為整體可用小型電路實現(xiàn)，從而容易IC化。另外，只根據(jù)判定由上述第一和第二檢波后濾波器輸出的解調(diào)基帶信號的正負便可進行可能形成π/4-DQPSK的譯碼。
另外，上述延遲檢波裝置還裝備有連接在上述余弦分量檢出單元與上述第一檢波后濾波器之間并把上述第一檢波數(shù)據(jù)和上述第二檢波數(shù)據(jù)相加的加法單元和連接在上述正弦分量計算單元與上述第二檢波后濾波器之間并計算上述第一檢波數(shù)據(jù)與上述和二檢波數(shù)據(jù)之差的第一減法單元；上述延遲檢波裝置的構(gòu)成可以完成下述功能上述第一檢波后濾波器更換第一檢波數(shù)據(jù)并根據(jù)第三加法單元輸出的數(shù)據(jù)處理上述數(shù)字信號，上述第二檢波后濾波器更換上述第二檢波數(shù)據(jù)并根據(jù)上述第一減法單元輸出的數(shù)據(jù)處理上述數(shù)字信號。
因此，只根據(jù)判定上述第一和第二檢波后濾波器輸出的解調(diào)基帶信號的正負就可以對DQPSK進行譯碼。
圖1是表示已有延遲檢波裝置構(gòu)成的方框圖。
圖2是表示本發(fā)明第一實施例的延遲檢波裝置構(gòu)成的方框圖。
圖3是表示圖2中延遲檢波運算組件3的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖4是表示在時刻T-4T內(nèi)的信號I(nT)，Q(nT)、S1(nT)，S1｛(n-m)T｝，S2(nT)，F(xiàn)1(nT)，F(xiàn)2(nT)的時間關(guān)系示圖。
圖5是表示在時刻T-8T來自延遲運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)，F(xiàn)2(nT)與已有的延遲檢波運算單元33的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)、E2(nT)的比較圖。
圖6A是表示該實施例的延遲檢波裝置的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)的波形圖。
圖6B是表示在該實施例的延遲檢波裝置中的解調(diào)基帶信號D1(nT)的波形圖。
圖6C是表示在已有的延遲檢波裝置中檢波數(shù)據(jù)E1(nT)的波形圖。
圖6D是表示在已有的延遲檢波裝置中解調(diào)基帶信號C1(nT)的波形圖。
圖7是表示圖2中檢波后濾波器4、5的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖8是表示圖7的直線內(nèi)插濾波器35的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖9是表示圖7的積分濾波器36的詳細構(gòu)成的圖。
圖10中的實線是表示圖2的檢波后濾波器4、5的頻率特性圖。
圖10中的虛線是表示圖9的積分濾波器36的頻率特性圖。
圖11是表示圖7的積分濾波器36的其它構(gòu)成例的方框圖。
圖12是表示本發(fā)明第二實施例的延遲檢波裝置構(gòu)成的方框圖。
下面參照


本發(fā)明一個實施例的延遲檢波裝置。
(第一實施例)圖2是本發(fā)明第一實施例的延遲檢波裝置的整體結(jié)構(gòu)方框圖。
本延遲檢波裝置從大的方面區(qū)分，由兩個采樣器1、2，延遲檢波運算組件3和兩個檢波后濾波器4、5構(gòu)成。示在該方框圖中的構(gòu)成與圖1所示的已有裝置相同。
采樣器1在時間T內(nèi)對基帶信號的同相分量i(t)通過進行采樣并將其變換成同相數(shù)據(jù)I(nT)輸出給延遲檢波運算組件3。
同樣，采樣器2在周期T內(nèi)與采樣器1同步地對基帶信號的正交分量q(t)進行采樣并將其變換成正交數(shù)據(jù)Q(nT)輸出給延遲計算組件3。
延遲波運算組件3對這兩個采樣的基帶信號I(nT)和Q(nT)進行分時多路處理，最后進行與上述式1和式2中的向量運算等價的運算。并且將獲得的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)輸入給檢波后濾波器，而將檢波數(shù)據(jù)F2(nT)輸出給檢波器5。
檢波后濾波器4、5是低通濾波器，因此可以濾掉由上述采樣器1、2采樣時產(chǎn)生的不需要的高頻分量。具體地講，通過濾掉以采樣頻率的1/2整數(shù)倍頻率(0.5n/T、此處n＝1、2……)為中心產(chǎn)生的邊頻帶，生成解調(diào)基帶信號D1(nT)、D2(nT)。借此，使相當于包含在調(diào)制信號中的相鄰符號的相位差的發(fā)射信息譯碼。
另外，示在該圖中的各信號I(nT)、Q(nT)、F1(nT)、F2(nT)、D1(nT)、D2(nT)是帶符號的8位數(shù)據(jù)，通過8位總線在各部分間傳送。
(延遲檢波運算組件)下面說明延遲檢波運算組件3的詳細結(jié)構(gòu)和操作。
圖3是表示延遲檢波運算組件3詳細結(jié)構(gòu)的方框圖。
這個延遲檢波運算組件3是進行分時多路延遲檢波運算的電路，由符號反轉(zhuǎn)器14、兩個選擇器11、12，延遲器13，兩個乘法器15、16和分頻器17組成。在圖2和圖3中所示的各構(gòu)成單元與圖中未示出的時鐘信號同步地進行如下的操作。
同相數(shù)據(jù)I(nT)輸入給選擇器11和符號反轉(zhuǎn)器14。符號反轉(zhuǎn)器把8位數(shù)據(jù)的同相數(shù)據(jù)I(nT)的符號位反轉(zhuǎn)后，作為相反的同相數(shù)據(jù)(-I(nT))輸出給選擇器12。
正交數(shù)據(jù)Q(nT)輸入給選擇器11和選擇器12。
分頻器17是多諧振蕩器，把供給采樣器1、2的圖中未示出的時鐘信號兩分頻后作為選擇信號輸出給選擇器11、12。
選擇器11是雙輸入單輸出的多路選擇器，在來自分頻器17的選擇信號處在高電位時使同相數(shù)據(jù)I(nT)通過，在低電位時使正交數(shù)據(jù)Q(nT)通過。即，在上述每個采樣周期T內(nèi)同相數(shù)據(jù)I(nT)和正交數(shù)據(jù)Q(nT)交替選擇，作為數(shù)據(jù)S1(nT)輸出給延遲器13和乘法器15。
選擇器12也是兩輸入一輸出的多路選擇器，在來自分頻器17的選擇信號處在高電位時使正交數(shù)據(jù)Q(nT)通過，在低電位時，使反轉(zhuǎn)的同相數(shù)據(jù)(-I(nT))通過，即在上述的每個周期內(nèi)正交數(shù)據(jù)Q(nT)與反轉(zhuǎn)的同相數(shù)據(jù)(-I(nT))交替選擇，作為數(shù)據(jù)S2(nT)輸出給乘法器16。
延遲器13是8位m段的移位寄存器，在只把來自選擇器11的輸出數(shù)據(jù)S1(nT)延遲1個符號時間后輸出給乘法器15、16。
輸入給乘法器15的延遲數(shù)據(jù)S1｛(n-m)T｝和選擇器的輸出S1(nT)在此相乘變成示于下式6中的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)。(式6)F1(nT)＝S1(nT)*S1｛(n-m)T｝同樣，輸入給乘法器16的延遲數(shù)據(jù)S1｛(n-m)T｝和選擇器輸出S2(nT)在此相乘變成示于下式7中的檢波數(shù)據(jù)輸出F2(nT)。(式7)F2(nT)＝S2(nT)*S1｛(n-m)T｝圖4是表示在時刻T-4T中上述各信號I(nT)、Q(nT)、S1(nT)、S1｛(n-m)T｝、S2(nT)、F1(nT)、F2(nT)的時間關(guān)系圖。在此，m＝4，即假設1個符號時間mT為采樣周期T的4倍。
在圖4中，示出了例如在時刻T中，選擇器11的輸出數(shù)據(jù)S1(nT)變成I(T)，延遲器13的輸出S1｛(n-m)T｝變成I(-3T)，選擇器12的輸出數(shù)據(jù)S2(nT)變成Q(T)，乘法器15的輸出F1(nT)變成I(T)*I(-3T)，乘法器16的輸出F2(nT)變成I(-3T)*Q(T)。
圖5是表示在時刻T-8T中來自延遲檢波運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)，F(xiàn)2(nT)與來自圖1所示已有延遲檢波運算組件33的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)、E2(nT)的比較圖。
在此，假設延遲檢波運算組件3的采樣周期T為已有的延遲檢波運算組件33的1/2。這個關(guān)系是為了使本發(fā)明的延遲檢波運算組件3與已有的延遲檢波運算組件33能進行相同操作所必需的。因此在延遲檢波運算組件3中，每個符號的采樣數(shù)m是4，而在已有的延遲檢波組件33中，每個符號的采樣數(shù)m為2。
從圖5可以清楚發(fā)現(xiàn)，本實施例的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)每隔一個采樣時間交替地等于同相數(shù)據(jù)的積I(nT)*I｛(n-m)T｝或正交數(shù)據(jù)的積Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。與此相反，已有的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)每隔兩個采樣時間等于同相數(shù)據(jù)的積I(nT)*I｛(n-m)T｝與正交數(shù)據(jù)的積Q(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的和值。
本實施例的檢波數(shù)據(jù)F2(nT)每隔一個采樣時間交替地等于同相數(shù)據(jù)和正交數(shù)據(jù)的積I｛(n-m)T｝*Q(nT)或-I(nT)*Q｛(n-m)T｝。與之相反，已有的檢波數(shù)據(jù)E2(nT)每隔兩個采樣時間等于兩個同相數(shù)據(jù)和正交數(shù)據(jù)的積I｛(n-m)T｝*Q(nT)與-I(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的值。
即，本實施例的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)等于把用式1表示的已有檢波數(shù)據(jù)E1(nT)的第一項和第二項錯開時間交替輸出的數(shù)據(jù)，同樣，本實施例的檢波數(shù)據(jù)F2(nT)等于把用式2表示的已有的檢波數(shù)據(jù)E2(nT)的第一項和第二項錯開時間交替輸出的數(shù)據(jù)。
這樣，各檢波數(shù)據(jù)F1(nT)、F2(nT)雖然每隔一個采樣時間交替地變成等于兩種不同的分量，但是，如果當前把注意力只集中在這兩種分量之一上，則每隔兩個采樣時間應輸出同一分量，即構(gòu)成檢波數(shù)據(jù)F1(nT)、F2(nT)的各分量在兩個采樣時間更新一次頻率，與已有的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)、E2(nT)的更新速度相等。
最終是本實施例的延遲檢波運算組件3與已有的延遲檢波運算組件33的動作等價，來自它們的檢波數(shù)據(jù)通過同樣的檢波后濾波器之后的信號在本實施例與已有的例子中完全相等。這是假設延遲檢波運算組件3的采樣周期T為已有的延遲檢波運算組件33的1/2的理由。
下面說明解調(diào)基帶信號D1(nT)、D2(nT)產(chǎn)生的原理。
為了便于理解，現(xiàn)在假設已有的檢波后濾波器31、32和本實施例的檢波后濾波器4、5都是具有同一頻率特性的理想的低通濾波器，即是能完全濾掉由采樣產(chǎn)生的不需要的高頻分量的濾波器。
圖6A、圖6B、圖6C和圖6D分別是作為輸入檢波后濾波器4的輸入信號的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)的波形，和作為來自該檢波后濾波器輸出信號的解調(diào)基帶信號D1(nT)的波形作為已有的檢波后濾波器31輸入信號的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)的波形，作為來自該檢波器31的輸出信號的解調(diào)基帶信號C1(nT)的波形。這些波形相當于圖5中時刻T-8T中的各信號值。
假設圖6A中實線上的O代表同相數(shù)據(jù)的積I(nT)*I｛(n-m)T｝，虛線上的O代表正交數(shù)據(jù)的積Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。
這樣，已有的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)變成圖6C的O所示那樣，因為已有的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)是同相數(shù)據(jù)的積I(nT)*I｛(n-m)T｝與正交數(shù)據(jù)的積Q(nT)*Q｛(n-m)T｝相加的和值，所以這個結(jié)果可以通過把圖6A的實線和虛線上同一時刻2T、4，……的值相加獲得。
并且，因為檢波后濾波器31完全濾掉包含在檢波數(shù)據(jù)E1(nT)中的邊頻帶，所以從該檢波后濾波器31輸出的解調(diào)基帶信號C1(nT)只有基頻分量，變成圖6D中實線上的O所示那樣等于原調(diào)制波的一個符號間隔的相位差余弦分量的平滑信號。
因為檢波后濾波器4與檢波后濾波器31具有相同的頻率特性，所以可以濾掉包含在檢波數(shù)據(jù)F1(nT)中的全部邊頻帶，從檢波后濾波器4輸出的解調(diào)基帶信號D1(nT)最終只具有基頻分量，變成如圖6B的實線上的O所示那樣并等于原調(diào)制波的一個符號間隔相位差的余弦分量平滑信號。
圖6B的實線與圖6D的實線等同，即檢波數(shù)據(jù)F1(nT)通過由檢波后濾波器4低通濾波變成與已有裝置的解調(diào)基帶信號C1(nT)等價的解調(diào)基帶信號D1(nT)。
如上所述，檢波數(shù)據(jù)F1(nT)與檢波數(shù)據(jù)E1(nT)不管是否是彼此不同的波形，在通過同一濾波器后均變成相同的波形信號，其理由如下在構(gòu)成檢波數(shù)據(jù)F1(nT)的兩個分量(圖6A的實線和虛線)和檢波數(shù)據(jù)E1(nT)之間，在時間軸上有如下的關(guān)系。即(1)這兩個分量的和等于檢波數(shù)據(jù)E1(nT)，(2)這兩個分量和檢波數(shù)據(jù)E1(n)在相同的頻率(0.5/T)被采樣，(3)這兩個分量在偏移時間T時被采樣。
因此，認為檢波數(shù)據(jù)F1(nT)與檢波數(shù)據(jù)E1(nT)之間在頻帶軸上有下述關(guān)系。即這些檢波數(shù)據(jù)F1(nT)、E1(nT)具有基波分量和偶次諧波分量(以頻率0.5/T，1.5/T，2.5/T……為中心的邊頻帶)相同，而僅奇次諧波分量(以0.5/T，1.5/T，2.5/T，……為中心的邊頻帶)相異的關(guān)系。
根據(jù)以上所述，只要檢波數(shù)據(jù)F1(nT)和檢波數(shù)據(jù)E1(nT)被檢波后濾波器4、31濾掉全部邊頻帶，則只剩下共同的基波分量，上述數(shù)據(jù)F1(nT)和E1(nT)最終變成等于原調(diào)制波1個符號間隔相位差的余弦分量信號。
另外，根據(jù)一個檢波數(shù)據(jù)F2(nT)利用第二檢波后濾波器5獲得解調(diào)基帶信號D2(nT)的操作與上述的原理相同。
如以上所述，對圖3中所示本實施例的延遲運算組件3與在圖1中所示的已有的延遲檢波運算組件33的比較表明，其優(yōu)點不僅是具有這些等價功能，延遲檢波運算組件3與延遲檢波運算組件33相比還可以用小型電路實現(xiàn)。
即，本實施例的延遲檢波運算組件3與已有的延遲檢波運算組件33相比，不只是追加了兩個選擇器11、12，符號反轉(zhuǎn)器14和分頻器17，而且不再需要兩個乘法器、一個延遲器、一個加法器和一個減法器，以及比乘法器、加法器、減法器、選擇器、符號反轉(zhuǎn)器和分頻器數(shù)量大得多的過去必需有的很多門電路元件。
上述解調(diào)基帶信號D1(nT)和D2(nT)如上所述那樣是與調(diào)制信號的一個符號時間間隔的相位差余弦分量和正弦分量分相當?shù)牧俊Ｒ驗榭梢愿鶕?jù)這兩個信號D1(nT)，D2(nT)確定相位差，所以可以進行任意相位調(diào)制信號的譯碼。
具體的講，只需分別判定這兩個信號D1(nT)、D2(nT)的正負，就可以進行π/4-DQPSK譯碼。因為對應四種相位差π/4、3π/4、5π/4、7π/4，其它的余弦分量和正弦分量的正負的組合是一一對應的。因此，本實施例的延遲檢波裝置是最適合π/4-DQPSK的譯碼。
另外，通過D1(nT)+D2(nT)和D1(nT)-D2(nT)的正負判定可以形成DQPSK的譯碼，通過只判定D1(nT)的正負形成DBPSK譯碼，通過只判定D2(nT)的正負可以形成π/2-DBPSK的譯碼。
(檢波后濾波器4、5)接著，詳細說明檢波后濾波器4、5的詳細構(gòu)成和濾波器的特性。
圖7是表示檢波后濾波器4、5的詳細構(gòu)成的方框圖。
檢波后濾波器4和檢波后濾波器5分別具同一構(gòu)成，從大的區(qū)分角度上看由直線內(nèi)插濾波器35和積分濾波器36組成。
直線內(nèi)插濾波器45如圖8所示那樣，由串聯(lián)連接的兩個濾波器40、45組成。
濾波器40和濾波器45彼此具有相同的結(jié)構(gòu)。
41、46是進行一個采樣時間延遲的寄存器，42、43、47、48是1/2系數(shù)乘法單元，44、49是加法器。而系數(shù)乘單元42、43、47、48不是邏輯電路，而是為了使8位數(shù)據(jù)只退1位而與信號線連接的配線單元。
按以上構(gòu)成的濾波器40、45輸出的是輸入數(shù)據(jù)的1/2值與僅過了1個采樣時間的輸入數(shù)據(jù)的1/2值的和。即，濾波器40、45的傳遞函數(shù)H40(z)、H45(z)由用下述z變換的式8表示。(式8)H40(z)＝(1+z-1)/2H45(z)＝(1+z-1)/2由這兩個濾波器40、45的串聯(lián)連接組成的直線內(nèi)插濾波器35的傳遞函數(shù)H35(z)由下式9表示。(式9)H35(z)＝H40(z)·H45(z)＝(1+2z-1+z-2)/4
即直線內(nèi)插濾波器35輸出的是輸入數(shù)據(jù)的1/4值、過了一個采樣時間的輸入數(shù)據(jù)的1/2值、以及過了兩個采樣時間的輸入數(shù)據(jù)的1/4值的和。這個輸出相當以僅過了1個采樣時間的輸入數(shù)據(jù)為中心的加權(quán)移動的平均值。
具體的講，如果考慮圖5所示的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)輸入的情況，則可判定這個直線內(nèi)插濾波器35在例如時刻3T時，將輸出以下式10表示的值。(式10)I(T)*I(-3T)4+Q(2T)*Q(-2T)/2+I(3T)*I(-T)/4這個式10的第二項相當于時刻2T的Q(nT)*Q｛(n-m)T｝。第一項與第三項的和可以利用時刻2T前后的采樣數(shù)據(jù)即在時刻T與時刻3T中的采樣數(shù)據(jù)的平均值解釋為相當于I(nT)*I｛(n-m)T｝的信號通過直線內(nèi)插生成的數(shù)據(jù)。因此，由式10表示的值用這些數(shù)值的總合即用Q(nT)*Q｛(n-m)T｝和I(nT)*I｛(n-m)T｝的總和表示，其結(jié)果與在時刻2T時已有裝置的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)幾乎等價。
以上的說明不僅適合檢波數(shù)據(jù)F1(nT)，也適合于檢波數(shù)據(jù)F2(nT)。即來自延遲運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)、F2(nT)通過直線內(nèi)插濾波器35分別變換成與來自已有的延遲檢波運算組件33的檢波數(shù)據(jù)E1(nT)、E2(nT)等價的信號。
這樣，該直線內(nèi)插濾波器35被認為是最適合由小規(guī)模電路構(gòu)成的延遲檢波運算組件3的濾波器。
從圖8所示的方框圖可以判斷出，兩個采樣分信號在給加法器44、49進行相加運算之前要經(jīng)系數(shù)乘法單元42、43、47和48乘以系數(shù)1/2。借此，可以防止在大振幅輸入的情況下在濾波電路中發(fā)生溢出。
因為系數(shù)乘法單元42、43、47和48只通過配線就可實現(xiàn)，不需要電路元件，所以可以做得比通常的數(shù)字濾波器更小型化。
下面說明積分濾波器36的詳細構(gòu)成和操作。積分濾波器36如圖9所示那樣是由串聯(lián)連接的兩個濾波器60、65組成。
在此，61，66，67分別是進行一個采樣時間延遲的寄存器，64、70是加法器，62、63、68和69是系數(shù)1/2的乘法單元。另外，系數(shù)乘法單元62、63、68和69與系數(shù)乘法單元42、43、47和48相同，不是邏輯電路而是為了使8位數(shù)據(jù)只退1位而與信號線相連的配線手段。
因為上述結(jié)構(gòu)的濾波器60與前面描述的濾波器40和濾波器45等的結(jié)構(gòu)相同，所以其傳遞函數(shù)H60(z)用以下式11表示(式11)H60(z)＝(1+z-1)/2因為濾波器65輸出的是輸入數(shù)據(jù)的1/2的值與只過了兩個采樣時間的輸入數(shù)據(jù)的1/2的值之和，所以其傳遞函數(shù)H65(z)用以下式12表示。(式12)H65(z)＝(1+z-2)/2因此，由這兩個濾波器60、65的串聯(lián)連接組成的積分濾波器36的傳遞函數(shù)H36(z)如以下式13所示。(式13)H36(z)＝H60(z)·H65(z)＝(1+z-1+z-2+z-3)/4
即，這個積分濾波器36是輸出連續(xù)過去的四個輸入數(shù)據(jù)的移動平均值的濾波器，換句話說是進行4T時間信號積分的濾波器。
這樣的積分濾波器36的基本功能在于濾掉由延遲檢波運算組件3中因采樣產(chǎn)生的不需要的高頻分量。即，使因混淆產(chǎn)生的不需要的高頻分量衰減。如果這個分量出現(xiàn)在解調(diào)基帶信號上，就不能獲得圖6B所示那樣的平滑調(diào)制基帶信號D1(nT)，這是形成鋸齒狀噪聲信號(即由于混淆產(chǎn)生的畸變)的原因。
這個積分濾波器36的頻率響應(振幅特性)如圖10中的虛線所示。在式13的傳遞函數(shù)中將z＝e×p(j2πfT)代入；通過把f與20log|H36(z)|之間的關(guān)系繪圖便可獲得圖10的虛線曲線。
從圖10的虛線可以看出，根據(jù)這個振幅特性將使由于混淆產(chǎn)生的畸變的分量，即比實質(zhì)的采樣頻率(0.5/T)的1/2頻率(0.25/T)還高的頻率分量衰減。并且，實質(zhì)的采樣頻率(0.5/T)之所以是實際的采樣頻率(1/T)的1/2，這一點可以從圖5中明顯看出，是因為構(gòu)成各檢波數(shù)據(jù)F1(nT)、F2(nT)的兩個分量是在兩個采樣時間內(nèi)交替地從延遲檢波運算組件3中輸出一次的結(jié)果。
下面說明由以上的直線內(nèi)插濾波器35和積分濾波器36的串聯(lián)連接組成的檢波后濾波器4、5的整體振幅特性。
檢波后濾波器4、5的傳遞函數(shù)H(z)根據(jù)式9和式13用下式14表示。(式14)H(z)＝H35(z)·H36(z)＝(1+2z-1+z-2)/4·(1+Z-1+Z-2+Z-3)/4借此，在式14的傳遞函數(shù)中，將z＝e×p(j2πfT)代入，檢波后濾波器4、5的頻率響應(振幅特性)變成如圖10的實線所示的曲線。
將圖10的實線(檢波后濾波器4、5的振幅特性)與虛線(僅積分濾波器36的振幅特性)進行比較可以發(fā)現(xiàn)，由于混淆產(chǎn)生的畸變分量即比0.25/T的頻率還高的頻率分量在虛線振幅特性上最大值約-6dB，而在實線振幅特性上最大值約-12dB。
即與只用積分濾波器36的場合相比，在使用了檢波后濾波器4、5的情況下不需要的高頻分量衰減很多。這是把檢波后濾波器4、5的結(jié)構(gòu)制成直線內(nèi)插濾波器35與積分濾波器36串聯(lián)連接的作用所致。
如上所述，使來自延遲檢波運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)，F(xiàn)2(nT)通過檢波后濾波器4、5，被譯碼為與在原調(diào)制波中鄰接符號間的相位差的余弦分量和正弦分量相等的解調(diào)基帶信號D1(nT)和D2(nT)。
在本實施例中，雖然積分濾波器36是輸出連續(xù)過去的4個輸入數(shù)據(jù)的積分值，但這個個數(shù)不是限定性的。例如可以制成象圖11所示那樣的不用乘法器的橫向濾波器，這個濾波器由(k-1)個延遲器51、52、……、53和將k個轉(zhuǎn)入信號相加的加法器50組成，并且輸出k個輸入數(shù)據(jù)的積分值。
在本實施例中，將k設定為4的理由如下k的大小是確定截止頻率的主要因素，根據(jù)采樣頻率、對象的調(diào)制方式、噪聲環(huán)境等主要因素必須將k設定在合適的值。通常，一般根據(jù)符號時間選擇kT的大小。在本發(fā)明的構(gòu)成中，因為延遲檢波運算組件3的信號交替切換，所以最好將k選為偶數(shù)。另外，雖然k值越小，電路規(guī)?？梢宰兂稍叫?，但是，當將k選為k＝2時，由于截止頻率可能提高造成檢波數(shù)據(jù)混淆而引起畸變，使檢波性能降低。根據(jù)上述理由，將k選為k＝4，從電路規(guī)模和檢波性能的折衷觀點上考慮是最合適的。
另外，通過把積分濾波器36的構(gòu)成制成圖9所示的構(gòu)成便可具有與直線內(nèi)插濾波器35相同的優(yōu)點。而且可以避免加法器64、70出現(xiàn)溢出，從而不再需要為乘1/2系數(shù)而特別設置的乘法器，并實現(xiàn)了電路的小型化。
在本實施例中，雖然在延遲運算組件3中的延遲器13的延遲時間被設定為1個符號時間，即m次采樣的時間，但是也可以把延遲器13的延遲時間設定為符號時間的整數(shù)倍。在這種情況下，延遲檢波裝置作為檢測在調(diào)制信號的整數(shù)符號時間間隔內(nèi)的相位差的電路操作。
(第二實施例)下面說明本發(fā)明第二實施例的延遲檢波裝置。
這個裝置是最適合DQPSK調(diào)制方式的檢波裝置。
圖12是表示本發(fā)明第二實施例的延遲檢波裝置結(jié)構(gòu)的方框圖。
因為本裝置是在與圖2所示的第一實施例有關(guān)的延遲檢波裝置上增加其它構(gòu)成要素，所以與第一實施例相同的構(gòu)成要素用同一標號表示并省去其說明。
本裝置是在第一實施例所述裝置中的延遲檢波運算組件3與檢波后濾波器4和5之間分別插入加法器6和減法器7的結(jié)構(gòu)。
因此，來自延遲檢波運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)和檢波數(shù)據(jù)F2(nT)在加法器6中相加，形成用下式15表示的信號G1(nT)并輸入給檢波后濾波器4。(式15)G1(nT)＝F1(nT)+F2(nT)來自延遲檢波運算組件3的檢波數(shù)據(jù)F1(nT)和檢波數(shù)據(jù)F2(nT)在加法器7中進行求差，形成由下式16表示的信號G2(nT)并輸入給檢波后濾波器5。(式16)G2(nT)＝F1(nT)-F2(nT)。
根據(jù)結(jié)果只需判定以檢波后濾波器4、5輸出的解調(diào)基帶信號D3(nT)、D4(nT)的正負，便可最終完成DQPSK譯碼。其理由如下
對用上述式15，式16表示的信號G1(nT)、G2(nT)分別將調(diào)制信號的相位差設為(θ1-θ2)，則從式4和式5可以看出，G1(nT)，G2(nT)可以用下面的式子表示。(式17)G1(nT)＝cos(θ1-θ2)+sin(θ1-θ2)G2(nT)＝cos(θ1-θ2)+sin(θ1-θ2)因此，對應DQPSK調(diào)制方式中的四個相位差(0、π/2、π、3π/2)上述信號(G1(nT)，G2(nT))變成(1，1)，(1，-1)，(-1-1)，(-1、1)。因此，解調(diào)基帶信號(D3(nT)、D4(nT))的符號變成(正，正)、(正，負)，(負，負)，(負，正)的情況分別對應于調(diào)制信號的相位差為0，π/2，π，3π/2的情況。
因為解調(diào)基帶信號D3(nT)、D4(nT)如上所述那樣是帶有符號的8位數(shù)據(jù)，所以顯然只需判定最高位邏輯值，就可以判定其正負。
如上所述，由于只需判定調(diào)制基帶信號D3(nT)、D4(nT)的符號便可能完成DQPSK調(diào)制方式的譯碼，所以這個延遲檢波裝置是最適合DQPSK調(diào)制方式的檢波裝置。
雖然上面就兩個實施例說明了與本發(fā)明有關(guān)的延遲檢波裝置，但本發(fā)明不受這兩個實施例的限制，這是顯而易見的。即(1)雖然上述實施例中的各數(shù)字信號被假設為帶有符號的8位數(shù)據(jù)，但是并不限于這樣的精度和表現(xiàn)形式。
(2)雖然每個符號的采樣數(shù)m被設定為4，但也可以是其它整數(shù)。
權(quán)利要求
1.從把符號作為發(fā)送信息單位的相位調(diào)制信號進行正交檢波獲得的基帶同相信號和正交信號中生成在相隔確定數(shù)的符號時間的時刻用上述相位調(diào)制信號的相位差表示的解調(diào)基帶信號的延遲檢波裝置，其特征在于包括在比一個符號時間短的采樣周期內(nèi)分別使上述同相信號和正交信號采樣數(shù)字化的第一和第二采樣器；這兩個采樣器同步操作；延遲檢波運算組件，該組件具有下述功能通過對從上述第一采樣器輸出的同相數(shù)據(jù)和第二采樣器輸出的正交數(shù)據(jù)進行分時多路延遲檢波，輸出因上述相位差的余弦分量的一部分和另一部分在上述采樣周期內(nèi)相互替換而生成的數(shù)據(jù)列的第一檢波數(shù)據(jù)，同時輸出因上述相位差的正弦成分的一部分和另一部分在上述采樣周期內(nèi)相互替換而生成的數(shù)據(jù)列的第二檢波數(shù)據(jù)通過從上述第一和第二檢波數(shù)據(jù)中分別濾掉比相當于上述采樣周期的1/4周期的頻率還高的頻率分量分別產(chǎn)生構(gòu)成上述解調(diào)基帶信號的第一和第二分量的第一和第二檢波后濾波器。
2.如權(quán)利要求1所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述的延遲檢波運算組件包括余弦分量運算單元，該單元具有下述功能在上述采樣周期內(nèi)分別交替反復計算上述同相數(shù)據(jù)與比其超前上述確定數(shù)符號時間的同相數(shù)據(jù)的積和上述正交數(shù)據(jù)與比其超前上述確定數(shù)的符號時間的正交數(shù)據(jù)的積，并輸出上述第一檢波數(shù)據(jù)；正弦分量運算單元，該單元具有下述功能在上述采樣周期內(nèi)分別交替反復計算上述正交數(shù)據(jù)與比其超前上述確定數(shù)符號時間的同相數(shù)據(jù)的積以及上述同相數(shù)據(jù)與比其超前上述確定數(shù)的符號時間的正交數(shù)據(jù)的積，并輸出上述第二檢波數(shù)據(jù)。
3.如權(quán)利要求2所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一和第二檢波后濾波器分別對上述第一和第二檢波數(shù)據(jù)進行用下述傳遞函數(shù)H1(z)表示的數(shù)字信號處理，并分別產(chǎn)生構(gòu)成上述解調(diào)基帶信號的第一和第二分量；H1(z)=α(1+2z-1+Z-2)·Σi=0k-1z-i]]>(α、β是常數(shù)，i，k是整數(shù))
4.如權(quán)利要求3所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一和第二檢波后濾波器由用下述傳遞函數(shù)H2(z)表示的直線內(nèi)插濾波器和用以下傳遞函數(shù)H3(z)表示的積分濾波器串聯(lián)而成H2(z)＝α(1+2z-1+z-2)H3(z)=βΣi=0k-1z-i]]>
5.如權(quán)利要求4所述的延遲檢波裝置其特征在于上述的直線內(nèi)插濾波器由用以下傳遞函數(shù)H4(z)表示的兩個第一平均化濾波器串聯(lián)而成H4(z)＝(1+z-1)/2
6.如權(quán)利要求5所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述積分濾波器的傳遞函數(shù)H3(z)中的k等于在一個符號時間內(nèi)上述第一采樣器的采樣次數(shù)。
7.如權(quán)利要求5所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述積分濾波器的傳遞函數(shù)H3(z)中的k是4，上述積分濾波器由用以下傳遞函數(shù)H5(z)表示的第二平均化濾波器和用以下傳遞函數(shù)H6(z)表示的第三平均化濾波器串聯(lián)而成；H5(z)＝(1+z-1)/2H6(z)＝(1+z-2)/2
8.如權(quán)利要7所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一和第二平均化濾波器由下列單元組成使輸入數(shù)據(jù)延遲一個采樣周期的第一延遲單元；分別把上述輸入數(shù)據(jù)和從上述延遲單元輸出的數(shù)據(jù)乘以1/2的兩個第一乘法單元；把從上述兩個第一乘法單元輸出的數(shù)據(jù)相加的第一加法單元；上述第三平均化濾波器由下述單元組成，使輸入數(shù)據(jù)延遲兩個采樣周期的第二延遲單元；分別把上述輸入數(shù)據(jù)和從上述第二延遲單元輸出的數(shù)據(jù)乘以1/2的兩個第二乘法單元；把上述兩個第二加法單元輸出的數(shù)據(jù)相加的第二加法單元。
9.如權(quán)利要求8所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一延遲單元是n位寬的寄存器，上述第二延遲單元是n位寬的兩段移位寄存器；上述第一和第二乘法單元為了使n位數(shù)據(jù)退回1位而與信號線連接；上述第一和第二加法單元是兩個使n位數(shù)據(jù)相加的加法器。
10.如權(quán)利要求9所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述余弦分量計算組件由下列單元組成在上述采樣時間間隔內(nèi)交替地選擇上述同相數(shù)據(jù)和上述正交數(shù)據(jù)的第一選擇器；使由上述第一選擇器選擇的數(shù)據(jù)只延遲上述確定的符號時間的第三延遲單元；每當由上述第一選擇器進行選擇時就計算選擇的數(shù)據(jù)與由上述第三延遲單元輸出的延遲數(shù)據(jù)的積并輸出作為上述第一檢波數(shù)據(jù)的第三乘法單元；上述正弦分量計算組件由下述單元組成使上述同相數(shù)據(jù)的符號反轉(zhuǎn)的符號反轉(zhuǎn)單元；在上述采樣時間間隔內(nèi)交替地選擇上述的正交數(shù)據(jù)和由上述符號反轉(zhuǎn)單元輸出的反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)的第二選擇器；這時，上述第一選擇器在選擇上述同相數(shù)據(jù)時選擇上述正交數(shù)據(jù)，上述第一選擇單元在選擇上述正交數(shù)據(jù)時選擇上述反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)；每當由上述第二選擇器進行選擇時就計算已選擇的該數(shù)據(jù)和上述延遲數(shù)據(jù)的積并作為上述第二檢波數(shù)據(jù)輸出的第四乘法單元。
11.如權(quán)利要求1所述的延遲檢波裝置，其特征在于，在上述余弦分量計算組件和上述第一檢波后濾波器之間連接有對上述第一檢波數(shù)據(jù)和上述第二檢波數(shù)據(jù)進行加法運算的第三加法單元，在上述正弦分量計算組件和上述第二檢波后濾波器之間連接有計算上述第一檢波數(shù)據(jù)和上述第二檢波數(shù)據(jù)差值的第一減法單元，上述第一檢波后濾波器對從上述第三加法單元輸出的替代第一檢波數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)進行濾波，上述第二檢波后濾波器對從上述第一減法單元輸出的替代第二檢波數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)進行濾波。
12.如權(quán)利要求11所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述延遲檢波運算組件由以下單元組成余弦分量計算單元，通過在上述采樣周期內(nèi)分別交替反復計算上述同相數(shù)據(jù)與由其獲得的上述確定數(shù)的符號時間之前的同相數(shù)據(jù)的積以及上述正交數(shù)據(jù)和由其獲得的上述確定數(shù)的符號時間之前的正交數(shù)據(jù)的積，并輸出上述第一檢波數(shù)據(jù)，正弦分量計算單元通過在上述采樣周期內(nèi)分別交替反復計算上述同相數(shù)據(jù)與由其獲得的上述確定數(shù)的符號時間之前的數(shù)據(jù)的積和上述同相數(shù)據(jù)與由其獲得的上述確定數(shù)的符號時間之前的正交數(shù)據(jù)的積，并輸出上述第二檢波數(shù)據(jù)。
13.如權(quán)利要求12所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一和第二檢波后濾波器分別用由以下傳遞函數(shù)表示的數(shù)字信號對上述第一和第二檢波數(shù)據(jù)進行處理，并分別產(chǎn)生構(gòu)成上述解調(diào)基帶信號的第一和第二分量；H1(z)=α(1+2z-1+Z-2)·βΣi=0k-1z-i]]>(α、β是常數(shù)，i，k是整數(shù))
14.如權(quán)利要求13所述的延遲檢波裝置，其特征在于所述的第一和第二檢波后濾波器，由用以下傳遞函數(shù)H2(z)表示的直線內(nèi)插濾波器和用以下傳遞函數(shù)H3(z)表示的積分濾波器串聯(lián)而成；H2(z)＝α(1+2z-1+z-2)H3(z)=βΣi=0k-1z-i]]>
15.如權(quán)利要求14所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述直線內(nèi)插濾波器由用以下傳遞函數(shù)H4(z)表示的兩個第一平均化濾波器串聯(lián)而成，H4(z)＝(1+z-1)/2
16.如權(quán)利要求15所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述積分濾波器的傳遞函數(shù)H3(z)中的k等于一個符號時間內(nèi)上述第一采樣器的采樣次數(shù)。
17.如權(quán)利要求15所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述積分濾波器的傳遞函數(shù)H3(z)中的k是4，上述積分濾波器由用以下傳遞函數(shù)H5(z)表示的第二平均化濾波器和用以下傳遞函數(shù)H6(z)表示的第三平均化濾波器串聯(lián)而成；H5(z)＝(1+z-1)/2H6(z)＝(1+z-2)/2。
18.如權(quán)利要求17所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一和第二平均化濾波器由以下單元組成使輸入數(shù)據(jù)延遲一個采樣周期的第一延遲單元；分別把上述輸入數(shù)據(jù)和從上述延遲單元輸出的數(shù)據(jù)乘以1/2的兩個第一乘法單元；把上述兩個第一乘法單元輸出的數(shù)據(jù)相加的第一加法單元；上述第三平均化濾波器由以下單元組成使輸入數(shù)據(jù)延遲二個采樣周期的第二延遲單元；分別把上述輸入數(shù)據(jù)和從上述第二延遲單元輸出的數(shù)據(jù)乘以1/2的兩個第二乘法單元；把上述兩個第二乘法單元輸出的數(shù)據(jù)相加的第二加法單元。
19.如權(quán)利要求18所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述第一延遲單元是n位寬的寄存器；上述第二延遲單元是n位寬的兩段移位寄存器；上述第一和第二乘法單元為了使n位數(shù)據(jù)退回1位而與信號線連接；上述第一和第二加法單元是使兩個n位數(shù)據(jù)相加的加法器。
20.如權(quán)利要求19所述的延遲檢波裝置，其特征在于上述余弦分量計算組件由下列單元組成在上述采樣時間間隔內(nèi)交替地選擇上述同相數(shù)據(jù)和上述正交數(shù)據(jù)的第一選擇器；使由上述第一選擇器選擇的數(shù)據(jù)延遲上述確定的符號時間的第三延遲單元；每當由上述第一選擇器進行選擇時就計算選擇的該數(shù)據(jù)與由上述第三延遲單元輸出的延遲數(shù)據(jù)的積并將其輸出作為上述第一檢波數(shù)據(jù)的第三乘法單元；上述正弦分量計算組件由下述單元組成使上述同相數(shù)據(jù)的符號反轉(zhuǎn)的符號反轉(zhuǎn)單元；在上述采樣時間間隔內(nèi)交替地選擇上述正交的數(shù)據(jù)和由上述符號反轉(zhuǎn)單元輸出的反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)的第二選擇器；這時，上述第一選擇器在選擇上述同相數(shù)據(jù)時選擇上述正交數(shù)據(jù)，上述第一選擇器在選擇上述正交數(shù)據(jù)時選擇上述反轉(zhuǎn)的數(shù)據(jù)；每到由上述第二選擇器進行選擇時就計算已選擇的該數(shù)據(jù)和上述延遲數(shù)據(jù)的積并將其作為上述第二檢波數(shù)據(jù)輸出的第四乘法單元。
全文摘要
本發(fā)明提供一種延遲檢波裝置，該裝置由下述單元組成兩個采樣器1和2、通過對來自上述兩個采樣器的數(shù)據(jù)進行分時多路延遲檢波而將上述調(diào)制信號相位差的余弦分量的一部分和另一部分互相替換輸出的延遲檢波計算單元3，兩個檢波后濾波器4、5。兩個檢波后濾波器4、5，由根據(jù)連續(xù)輸入的三個數(shù)據(jù)計算出1∶2∶1的加權(quán)移動平均值的直線內(nèi)插濾波器3、5和計算連續(xù)輸入的k個積分值的積分波濾器36串聯(lián)而成。
文檔編號H04L27/227GK1156368SQ9612164
公開日1997年8月6日 申請日期1996年10月24日 優(yōu)先權(quán)日1995年10月24日
發(fā)明者浦部嘉夫, 高井均, 山崎秀聰 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社