無線功率傳遞設備及其方法本申請是2010年4月6日提交的待決美國申請序列號12/754954的部分接續(xù)，而待決美國申請序列號12/754954又是2009年8月20日提交的待決美國申請序列號12/544974和12/544956的部分接續(xù)，其根據35U.S.C.§119(e)要求2008年8月20日提交的美國臨時申請?zhí)?1/189502的權益。上述所有美國專利申請的公開內容的全文以引用的方式并入本文。技術領域一般來說，本公開涉及功率傳輸領域，具體來說，涉及用于無線地傳送和接收功率的方法和設備。

背景技術：
一般來說，由無線功率傳送器傳送的總功率將會因為例如法規(guī)限制而局限于某個最大功率。一般有兩種方法來將功率從單個傳送器遞送到多個接收器。第一種方法是所有接收器同時接收總傳送功率的一部分。同時遞送功率有多個缺點。在固定操作狀況下，難以同時優(yōu)化所有接收器的效率，由此導致系統具有低的凈效率。此外，在接收器側需要復雜的控制電路以便確保根據某個商定的協議在多個接收器間共享功率。附圖說明圖1a示出根據本公開的各個方面的自動調諧無線功率傳遞系統的實例性系統圖。圖1b示出根據本公開的各個方面的圖1a的實例性系統的等效電路圖。圖1c示出根據本公開的各個方面的Tx回路和Tx線圈（左邊）、以及Rx線圈和Rx回路（右邊）的實驗裝置的照片。圖2a示出根據本公開的各個方面作為頻率和Tx-Rx耦合（k23）的函數的|S21|的曲線圖。圖2b示出根據本公開的各個方面作為k23和k12的函數的|S21|的曲線圖。圖3a示出根據本公開的各個方面對于k23的最佳擬合值將實驗數據（黑點）與初等傳遞函數（虛線）和完整傳遞函數（實線）進行比較的局部擬合模型。圖3b示出根據本公開的各個方面將實驗S21幅值數據（黑點）與從完整傳遞函數計算的分析模型（面）進行比較的局部擬合模型，兩者均相對于頻率和Tx-Rx距離繪制。圖4a示出根據本公開的各個方面與實驗數據（黑圓點）進行比較的模型（實線），其中k23值是從幾何計算的（而不是擬合到數據），其中相對于距離繪制|S21|。圖4b示出根據本公開的各個方面的圖4a的模型，其中作為距離的函數繪制諧振峰位置。圖4c示出根據本公開的各個方面的圖4a的模型，其中作為距離的函數繪制諧振峰幅值。圖5示出根據本公開的各個方面的效率-范圍權衡：作為調諧參數klc的函數的|S21|Critical對kCritical權衡曲線，其中指示了系統的操作點（klc=0.135時的大點）。圖6a示出根據本公開的各個方面的實驗實現，其中調諧頻率補償范圍變化。圖6b示出根據本公開的各個方面的圖6a的實驗實現，其中調諧頻率補償定向變化。圖6c示出根據本公開的各個方面的圖6a的實驗實現，其中為膝上型計算機無線地供電。圖7示出根據本公開的各個方面的圖6a的實驗實現的代表性俯視圖，其示出接收器（Rx線圈和Rx回路）的不同定向。圖8示出對于Tx半徑=0.15m、范圍（臨界耦合距離）對Rx半徑的曲線圖。圖9示出根據本公開的各個方面的無線功率系統的自動調諧過程的實例流程圖。圖10示出根據本公開的各個方面的無線功率系統的自動調諧過程的另一實例流程圖。圖11示出圖10的自動調諧過程的信號流圖的一般表示。圖12示出使得能夠在同時執(zhí)行低振幅頻率掃描的同時傳送高振幅信號的模擬解調方案的實例示意性表示。圖13示出利用數字信號處理器（DSP）的數字解調方案的實例過程。圖14A-14D示出根據本公開的各個方面的傳送器側調諧的實例控制機制。圖15A-15D示出根據本公開的各個方面的接收器側調諧的實例控制機制。圖16示出具有配置成利用單個傳輸天線將功率提供給多個接收器裝置的單個傳送器的傳輸系統的實例。圖17示出實例傳輸系統，其中單個傳送裝置可以包括多個傳輸天線，每個傳輸天線可以將功率提供給一個或多個接收裝置。具體實施方式在以下描述中，賦予類似組件相同的附圖標記，而不管它們是否在不同實施例中示出。為了以清楚且簡潔的方式說明本公開的實施例，附圖不一定按比例繪制，并且可以以一定程度示意的形式示出某些特征。關于一個實施例描述和/或示出的特征可以以相同方式和/或以類似方式在一個或多個其它實施例中使用和/或結合或取代其它實施例的特征使用。根據本公開的各種實施例，公開一種包括接收天線的接收裝置，接收天線配置成無線地接收由傳送裝置傳送的功率并布置成與傳送裝置相關聯或分離（dissociate）。接收裝置還可包括電耦合到接收天線的負載，其配置成通過電子可控開關與接收天線連接或斷開連接。接收裝置還可包括電耦合到接收天線的電路元件，其配置成通過電子可控開關與接收天線連接或斷開連接。電耦合可以包括串聯和并聯布置。電路元件可以包括電阻器、電容器、電感器、天線結構的長度或其組合。功率可以由傳送裝置傳送，并且可以在預定時間增量中在接收天線處接收。接收裝置還可包括頻率選擇機構，其電耦合到接收天線并布置成允許接收天線改變接收天線可接收的頻率或頻率范圍。頻率選擇機構可以包括離散電容器的可切換陣列、電耦合到接收天線的一個或多個電感器、接收天線的額外線圈數或其組合。根據本公開的各種實施例，公開一種傳送裝置，它包括：傳輸天線，其配置成以復用布置(multiplexedarrangement)將功率無線地傳送到一個或多個接收器；以及頻率發(fā)生器，其電耦合到傳輸天線并配置成驅動傳輸天線以特定頻率或特定頻率范圍傳送功率。在傳送裝置中，復用布置包括時間復用、頻率復用或兩者。頻率發(fā)生器可以包括壓控振蕩器和一個或多個電容器可切換陣列、壓控振蕩器和一個或多個變容二極管、鎖相回路、直接數字合成器或其組合。傳送天線可以配置成以多個頻率同時傳送功率。頻率發(fā)生器可以包括電耦合到共同參考振蕩器的兩個或兩個以上鎖相回路、兩個或兩個以上獨立的壓控振蕩器、或其組合。傳送天線可以布置成以共同頻率將功率同時遞送到多個接收器。根據本公開的各種實施例，公開一種傳送裝置，它包括：兩個或兩個以上傳輸天線，其配置成以復用布置將功率無線地傳送到一個或多個接收器；以及一個或多個頻率發(fā)生器，其電耦合到這兩個或兩個以上傳輸天線并配置成驅動傳輸天線以特定頻率或特定頻率范圍傳送功率。在傳送裝置中，復用布置包括時間復用、頻率復用和/或空間復用。傳送裝置可以包括一個或多個開關，其電耦合到傳送器并配置成使傳送器與一個或多個傳輸天線相關聯或分離。兩個或兩個以上傳輸天線中的每個傳輸天線可以配置成調諧到不同傳輸頻率或傳輸頻率范圍。這兩個或兩個以上傳輸天線可以配置成在時間上同時將功率傳送到這一個或多個接收器。傳送裝置還可包括功率控制器，其電耦合到這兩個或兩個以上傳輸天線并配置成控制由這兩個或兩個以上傳輸天線遞送到這一個或多個接收器的功率電平。這兩個或兩個以上傳輸天線可以配置成獨立地調諧到不同傳輸頻率或傳輸頻率范圍。根據本公開的各種實施例，公開一種方法，該方法包括：以特定頻率從無線功率系統的傳送器傳送第一低功率信號歷時特定時間間隔；基于第一低功率信號確定一個或多個接收器是否耦合到傳送器；以及如果確定一個或多個接收裝置耦合到傳送器，那么以該特定頻率從傳送器傳送第二高功率信號。該方法還可包括測量傳送器的天線處的第三信號，其中第三測量信號選自由以下信號組成的組：反射電壓波振幅，反射電壓波振幅與正向電壓波振幅之比，反射功率，以及反射功率與正向功率之比。特定頻率可以包括單個頻率或頻率范圍。可以將低功率信號同時傳送到一個或多個接收裝置。該方法還可包括：如果這一個或多個接收器正在不同的非重疊頻率范圍操作，那么控制第一低功率信號、第二高功率信號或兩者從傳送器到這一個或多個接收器的傳輸。根據本公開的各種實施例，公開一種設備，該設備包括：傳送器，配置成以特定頻率傳送第一低功率信號歷時特定時間間隔；以及控制器，配置成基于第一低功率信號確定一個或多個接收器是否耦合到傳送器，其中傳送器配置成在確定一個或多個接收裝置耦合到傳送器時以該特定頻率無線地傳送第二高功率信號。在該設備中，控制器可以配置成測量傳送器的天線處的第三信號，其中第三測量信號選自由以下信號組成的組：反射電壓波振幅，反射電壓波振幅與正向電壓波振幅之比，反射功率，以及反射功率與正向功率之比。特定頻率包括單個頻率或頻率范圍?？梢詫⒌凸β市盘柾瑫r傳送到一個或多個接收裝置。此外，控制器可以配置成在一個或多個接收器正在不同的非重疊頻率范圍操作時控制第一低功率信號、第二高功率信號或兩者從傳送器到這一個或多個接收器的傳輸。另外，控制器可以配置成中斷第一低功率信號、第二高功率信號或兩者從傳送器到這一個或多個接收器中的第一接收器的傳輸?？刂破鬟€可配置成在中斷到第一接收器的傳輸時將第一低功率信號、第二高功率信號或兩者從傳送器傳送到這一個或多個接收器中的第二接收器。根據本公開的各種實施例，公開一種方法，該方法包括：在接收器處以特定頻率從無線功率系統的傳送器接收第一低功率信號歷時特定時間間隔；基于第一低功率信號確定接收器是否耦合到傳送器；以及如果確定接收器耦合到傳送器，那么在接收器處以該特定頻率從傳送器接收第二高功率信號。該方法可以包括：如果接收器正在另一接收器的重疊頻率范圍操作，那么控制在接收器處從傳送器接收第一低功率信號、第二高功率信號或兩者。在參考附圖考慮以下描述以及隨附權利要求時，這些和其它特征和特性以及有關結構元件和零件組合的操作方法和功能以及制造經濟將變得更加顯而易見，所有附圖形成本說明書的一部分，其中在各圖中，類似的附圖標記表示對應部分。但是，應清楚地了解，附圖只是為了說明和描述，而不是要定義權利要求的界限。除非上下文清楚地規(guī)定，否則如說明書和權利要求中所使用的，單數形式的“一（a/an）”和“該（the）”包括復數個指示對象。現在轉到本公開的各個方面，以無源電路元件公開耦合諧振器的模型。就諸如可在實驗室以本文所公開的高頻率（HF頻帶）測量的諸如電感（L）、電容（C）和電阻（R）的量而言，基于耦合模式理論的常規(guī)分析難以適用于實際系統。所公開的模型表明，為了維持有效的功率傳遞，必須對系統參數進行調諧以便補償傳送-接收（“Tx-Rx”）范圍和定向的變化。圖1a示出根據本公開的各個方面的自動調諧無線功率傳遞系統的實例性系統圖。圖1b示出圖1a的實例性系統的包括四個耦合諧振電路的等效電路圖。圖1c示出包括Tx回路和Tx線圈（左邊）以及Rx線圈和Rx回路（右邊）的無線功率傳遞設備的實驗裝置的照片。轉到圖1a，示出本公開的一個方面。傳送器105配置成將功率無線地提供給接收器200。圖中示出傳送器100具有傳送器諧振器或傳送器的諧振器105作為線圈（Tx線圈）。類似地，圖中示出接收器200具有接收器諧振器或接收器的諧振器205作為線圈（Rx線圈）。在一些方面，傳送器諧振器（Tx線圈）和/或接收器諧振器（Rx線圈）是基本上二維的結構。傳送器諧振器（Tx線圈）耦合到傳送器阻抗匹配結構110。類似地，接收器諧振器（Rx線圈）耦合到接收器阻抗匹配結構210。如圖1a所示，傳送器阻抗匹配結構110是回路（Tx回路），并且接收器阻抗匹配結構210是回路（Rx回路）。對于傳送器100、接收器200或兩者，可以使用其它阻抗匹配結構，它們包括變壓器和/或阻抗匹配網絡。阻抗匹配網絡可以包括配置成將信號源連接到諧振器結構的電感器和電容器。傳送器100包括控制器115、定向耦合器120、以及信號發(fā)生器和射頻（RF）放大器125，它們配置成將控制功率提供給驅動回路（Tx回路）。傳送器100的阻抗匹配結構110（例如，驅動回路或Tx回路）配置成由具有有限輸出阻抗Rsource的源（圖1a中未示出）激勵。信號發(fā)生器125輸出經放大并饋送到Tx回路。功率以磁方式從Tx回路傳遞到Tx線圈、Rx回路、再到Rx線圈，并通過歐姆連接遞送到負載215。如果系統由于Tx-Rx距離變化而變得失諧，那么可能會在傳送器側上發(fā)生反射。定向耦合器120將反射功率與正向功率分開，以便允許單獨測量這些量?？刂破?15對傳送頻率進行調整以便使反射功率與正向功率之比最小化，從而對于新的工作距離重新調諧系統。轉到圖1b，可以將簡單的單圈驅動回路（Tx回路）建模為具有寄生電阻Rp1的電感器L1。對于元件i，將分布電感標記為Li，將分布電容標記為Ci，并且寄生電阻為Rpi。將電感器i鏈接到電感器j的互感的耦合系數標記為kij?？梢栽黾与娙萜饕员闶跪寗踊芈罚═x回路）在感興趣的頻率諧振，從而使回路的凈電容為C1。通過源（VSource）為驅動回路（Tx回路）供電。傳送線圈（Tx線圈）可以是具有寄生電阻Rp2的多圈空芯螺旋電感器L2。傳送線圈（Tx線圈）的電容C2由它的幾何定義。電感器L1和L2以耦合系數k12連接，其中是鏈接電感器i和j的耦合系數，并且Mij是i和j之間的互感。注意，0≤kij≤1。耦合系數k12由驅動回路（Tx回路）和傳送線圈（Tx線圈）的幾何決定。與傳送器設備類似地定義接收器設備：L3是接收器線圈（Rx線圈）的電感，并且L4是負載回路（Rx回路）的電感。傳送器線圈（Tx線圈）和接收器線圈（Rx線圈）通過耦合系數k23鏈接，或者稱為傳送器-接收器耦合，這取決于Tx-Rx范圍和相對定向。驅動回路（Tx回路）和負載回路（Rx回路）可以配置成使源和負載與高Q諧振器（Tx線圈和Rx線圈）阻抗匹配。如上所述，可以用其它阻抗匹配組件來取代源和負載回路（Tx回路和Rx回路）。Tx回路（或等效組件）和Tx線圈均可嵌入在同一件設備中（對于Rx線圈和Rx回路或等效組件類似）。因此，耦合常數k12和k34是原則上可以控制的變量，它們不同于耦合常數k23，k23是由使用狀況決定的不可控環(huán)境變量。不可控環(huán)境參數可以包括諸如下列的參數：傳送器諧振器（Tx線圈）和接收器諧振器（Rx線圈）之間的范圍，傳送器諧振器（Tx線圈）和接收器諧振器（Rx線圈）之間的相對定向，以及接收器諧振器（Rx線圈）上的可變負載。作為非限制性實例，可變負載可以是經歷功率狀態(tài)改變（例如，膝上型計算機通電、斷電或進入待機或休眠模式）的裝置。其它實例可以包括具有諸如暗淡或全亮度的各種照明狀態(tài)的燈泡。諸如耦合常數k12和k34的系統參數是原則上可以控制的變量，并且我們可以對它們進行調整以便補償環(huán)境參數的改變。其它這樣的系統參數可以包括傳送功率的頻率、傳送器諧振器的阻抗和接收器諧振器的阻抗。為圖1b中的每個子電路書寫基爾霍夫電壓定律（KVL）允許確定每個中的電流：對于負載電阻器兩端的電壓同時求解這四個KVL等式得到該耦合諧振器系統的傳遞函數：其中，VLoad是負載電阻器兩端的電壓，并且通過將分析傳遞函數的預測與SPICE（側重于集成電路的模擬程序）模擬進行比較來對分析傳遞函數進行交叉驗證。已知，SPICE是在集成電路（IC）和板級設計中用于檢查電路設計的完整性以及預測電路行為的通用模擬電子電路模擬器。從式1，可以計算散射參數S21并示為：這在實驗上很重要，因為它可以利用矢量網絡分析儀來進行測量，已知，矢量網絡分析儀是用于分析電氣網絡的特性、尤其是與電信號的反射和傳輸相關聯的稱為散射參數（S-參數）的那些特性的儀器。整個無線功率傳遞設備可以視為是雙端口網絡（一個端口是輸入，它由源進行饋送，而另一個端口是輸出，它饋送負載）。在雙端口網絡中，S21是表示輸出端口處的信號與輸入端口處的信號之比的幅值和相位的復量。功率增益、即功率傳遞效率的基本度量由|S21|2、即S21的平方幅值給定。如下文所介紹，用|S21|呈現實驗和理論結果。在圖2a中，對于如下表S1所示的現實參數集合繪制了作為Tx-Rx耦合常數k23和驅動角頻率ω的函數的|S21|的曲線。在該曲線圖中，k12和k34保持恒定，對于固定天線設計來說通常是這種情況。該初等傳遞函數忽略了寄生耦合，例如從驅動回路（Tx回路）直接到接收線圈（Rx線圈）的寄生耦合，即，k13耦合。稍后將論述包括寄生效應的更完整的模型。然而，初等模型捕獲基本行為，并且可能長期有用，因為未來的系統可能具有減小的寄生耦合。圖2a示出系統效率對頻率和k23的依賴關系。在k23軸上，較小值對應于較大Tx-Rx距離，因為傳送器線圈（Tx線圈）和接收器線圈（Rx線圈）之間的互感隨距離減小。改變接收器線圈（Rx線圈）相對于傳送器線圈（Tx線圈）的角度也可改變k23。例如，將軸上接收器線圈（Rx線圈）從平行于傳送器線圈（Tx線圈）旋轉至垂直將減小它們的互感并且因此減小k23。沿垂直于傳送軸的方向移動接收器線圈（Rx線圈）通常也將改變k23。圖2a示出，該曲線圖分割成對應于不同k23值的3個區(qū)域（regime）。在圖2a中表示為圍住V-形脊部(ridge)的虛線的過耦合區(qū)域中，k23>kCritical。（下文將根據圖中所繪制的表面的特征來定義常數kCritical的值）。臨界耦合區(qū)域是接壤該體積的平面，在臨界耦合區(qū)域中，k23=kCritical。在超越由虛線勾勒出的體積的欠耦合區(qū)域中，k23<kCritical。高效率功率傳輸出現在V形脊部的頂部。V形是由于諧振分裂所致：在過耦合區(qū)域中（即，對于k23>kCritical的任何選擇），存在兩個頻率，在這兩個頻率均會出現最大功率傳遞效率。它們對應于系統的兩個正常模式。諧振器（傳送器線圈（Tx線圈）和接收器線圈（Rx線圈））耦合得越強，頻率分裂越大；這兩個正常模式頻率之間的差隨k23增大。隨著k23減小，這些模式在頻率上移動到更加靠在一起直到它們合并。它們合并時的k23值（由V-形脊部上的“I”表示的點）定義為臨界耦合點kCritical。模式合并時的頻率是單個諧振器固有頻率ω=ω0（假設兩個線圈具有相同的ω0）。注意，模式振幅在整個過耦合和臨界耦合區(qū)域中幾乎恒定，從而允許高效率；當k23下降到低于kCritical時，單個模式振幅減小，從而降低可達到的最大系統效率。由于整個過耦合區(qū)域中模式振幅幾乎恒定，所以如果可以對系統傳送頻率進行調整以便使操作點保持在脊部頂部上，那么隨著k23變化（只要k23>kCritical），可以使系統效率保持幾乎恒定。換句話說，當Tx-Rx距離（以及因此之k23）由于接收器移動而發(fā)生改變時，可以通過調整頻率以便使操作點保持在脊部頂部上來重新調諧系統以便實現最大效率。如下文所公開，自動調諧傳送器諧振器（Tx線圈）以便使傳輸功率最大化可以基于這些結果來實現。由于調諧補償k23的變化，所以相同的技術可以補償改變k23（足夠小的量）的任何幾何變化，包括定向變化和非范圍變化平移。正確起作用的控制系統可以允許系統效率對于高達臨界范圍的任何范圍來說幾乎獨立于范圍。功率傳遞效率可以近似地獨立于范圍（甚至在有界工作區(qū)域內）可能是反直覺的，因為由遠場傳播遞送的功率按照1/r2取決于范圍r，并且傳統的非自適應感應方案具有1/r3的衰減。因此，沿效率脊部的頂部效率近似恒定，效率脊部的頂部稱為無線功率傳遞的“魔法區(qū)域”。魔法區(qū)域所跨越的k23值由kCritical≤k23≤1給定。因此，kCritical越小，魔法區(qū)域所跨越的空間范圍也越大，并且因此系統的有效工作范圍也越大。在圖2b中，當k12（以及k34，為簡單起見，其約束為等于k12）改變時，頻率保持恒定。對k12進行調適以便補償由k23的變化所導致的失調是適應變化的范圍和定向的另一種方法。對傳遞函數（式1）的進一步分析可以深入了解電路參數對無線功率系統的性能的影響。如上文所解釋，有效操作范圍由kCritical的值確定：kCritical越小，魔法區(qū)域的空間范圍越大。因此，為了了解系統范圍，有用的是用設計參數來求解kCritical。首先，通過替代以下品質因數的表達式來闡明傳遞函數：，其中是元件i的未耦合諧振頻率。為簡單起見，考慮對稱系統，Tx和Rx線圈的品質因數相等，QCoil=Q2=Q3，并且Tx和Rx回路的品質因數也相等，QLoop=Q1=Q4。對稱的回路-線圈耦合k12=k34將表示為klc。還假設，RSource=RLoad，Rp1<RSource，Rp4<RLoad，并且未耦合諧振頻率相等：對于所有i，。為了尋找臨界耦合值的表達式，考慮以頻率ω=ω0驅動系統時的傳遞函數。這對應于圖2a中沿10MHz中心頻率的2D切片，其頂點是系統的臨界耦合點。就以上Q利用ω的表達式，傳遞函數的該切片可以寫為：為了導出kCritical的表達式，通過相對于k23進行區(qū)分來找到式3的最大值。然后，kCritical就是沿圖2a的k23軸的（對于正的k和Q值）將該導數設定為零的點：最后，在式3中用kCritical替代k23，從而找到臨界耦合點處的電壓增益：。利用式2，并假設Rload=Rsource，可以將該電壓增益轉換為|S21|，這對于簡略Gcritical將是便利的：該等式量化了魔法區(qū)域脊部上的最遠點處的系統效率?；叵胍幌?，為了使范圍最大化，我們必須使kCritical最小化，因為這增加了從kCritical跨越到1.0的魔法區(qū)域的范圍。檢查式4，減小klc會降低kCritical，并且因此增大范圍。但是，根據式5，減小klc也會降低效率。實際上，klc的選擇權衡了魔法區(qū)域中的效率水平（魔法區(qū)域脊部的高度）對魔法區(qū)域的范圍（魔法區(qū)域的空間范圍，即，最大范圍）。圖5是作為共同參數klc的函數的該權衡曲線、即|S21|Critical對kCritical的曲線圖。該權衡曲線下方的面積用作系統性能的有用優(yōu)值（FOM）：?？稍跓o限范圍（0耦合）無損失地遞送功率的最佳無線功率系統將具有1（unity）的FOM。對于對稱情形（其中，傳送側和接收側上的對應參數相等），可以分析地評估FOM積分。假設Qcoil>1，那么權衡曲線下方的面積結果是：FOM經證實只取決于Qcoil，而與QLoop無關。諧振器（線圈）的品質因數完全決定系統性能的該度量，它在無限Qcoil的極限接近1。下文將進一步論述實驗系統的測量Qcoil值，其約為300和400，這對應于FOM=.978和FOM=.982（將每個Qcoil值插入到對稱FOM公式中）。選擇可行的QLoop值是下一個重要的設計問題。為了獲取指導思想，尋找范圍-效率權衡曲線的“膝部”的表達式，我們將把它定義為斜率等于1的點。出現這種情況時的kCritical值結果為：如果QLoop過小，那么即使將klc設定為它的最大值1.0，kCritical也不能達到KcriticalKnee。為了找到最小必需QLoop值，可以在kCritical=kCriticalKnee并且klc=1的情況下求解式4以得到QLoop，由此對于大QCoil得到。具體來說，只要，就應當可以達到權衡曲線上的良好操作點。對于QCoil=300，該條件變成QLoop>0.06。結論是，只要超過QLoop的最小閾值，QCoil便確定系統性能（如通過我們的OFM所測量的）。QLoop的實際值由源和負載阻抗支配。QCoil越大，所需的最小QLoop就越小。反之，移動到更高要求的負載（QLoop小于當前閾值）可以通過足夠大地增大QCoil來實現?，F在轉到圖1c，它示出該模型的實驗驗證。圖1c示出用于驗證理論模型并實現自動范圍和定向調諧的傳送器線圈（Tx線圈）和接收器線圈（Rx線圈）。左邊的傳送器包括位于平坦螺旋傳送諧振器（Tx線圈）中心的小型驅動回路（Tx回路）；接收器側回路（Rx回路）和線圈（Rx線圈）可在右邊看到。除了下表S1和S2中示出的電路值之外，還用矢量網絡分析儀來表征系統。第一組測量由S11測量組成；S11散射參數是輸入端口處的復反射電壓與復傳送電壓之比。反射功率和傳送功率之比由|S11|2給定。通過將具有這些參數的模型擬合到S11數據來對每個回路提取L、C和R值。第二組測量是耦合到Tx線圈的Tx回路的S11測量以及接收器側上的對應測量。同樣通過將模型擬合到來自兩組測量的數據來提取線圈諧振頻率f0和Q以及回路-線圈耦合系數k12和k34的值。從這些測量提取線圈的L、C和R值是不可能的，因為多于一個參數集合與數據一致。因此，基于它們的幾何數值計算線圈的電感值，然后這允許在給定Q和f值的情況下計算C和R值。距離相關的耦合系數是k23（主線圈-線圈耦合常數）和寄生耦合項k13、k24和k14。為了測量這些系數，在完整4元件系統的各種Tx-Rx范圍收集矢量S21數據（而不只是|S21|）。然后，在每個距離，執(zhí)行非線性擬合以便提取這些耦合系數。作為尋找這些耦合系數的備選方法，利用Neumann公式來直接從幾何計算耦合系數。表S1示出用于評估初等模型的電路值。表S1參數值Rsource，RLoad50ΩL1，L41.0μHC1，C4235pFRp1，Rp40.25ΩK12，K340.10L2，L320.0μHC2，C312.6pFRp2，Rp31.0ΩK230.0001-0.30f010MHz頻率8MHz-12MHz應注意，kCritical的表達式（式4）指定了實現臨界耦合所需的k23值；并不是對于所有Q選擇都可實現所需的耦合的，因為只有對應于k23≤1的值才是可實現的。由于式4中的所有量都是正數，所以明顯必需（但不是充分）的是，1/QCoil≤1，并且對于存在的可實現kCritical，。如果不存在可實現的kCritical，那么不存在任何將允許系統實現魔法區(qū)域的全部效率的調諧；即使當系統最大限度地耦合，以使得k23=1時，系統仍將在次優(yōu)欠耦合區(qū)域中操作。應注意，實際上，不可能實現klc=1，于是這將需要較大QLoop最小值。并且，QLoop的最小值碰巧在數值上如此接近KCriticalKnee的值只是巧合，因為它們在邏輯上截然不同。為了評估寄生曲線GCritical對kCritical（兩個都用klc參數化）的積分，在式4中求解klcMax，其中參數klc的值對應于積分上限kCritical=1.0，從而求得。正確的積分下限是klc=0。因此，，其中。注意，功率對范圍的權衡并不指示可遞送的功率隨著接收器遠離傳送器移動而下降；它指示，klc的選擇以在魔法區(qū)域內遞送的功率量（魔法區(qū)域平臺的高度）來權衡“魔法區(qū)域”的范圍（魔法區(qū)域平臺的寬度）。模型是利用直徑為28cm的驅動回路的實驗驗證，其中利用串聯可變電容器來將系統調諧到約7.65MHz。還串聯設置了微型化A（SMA）連接器，以使得RF放大器能夠驅動如圖1a所描述的系統。大型傳送器線圈從59cm外徑開始，向內螺旋，1cm螺距對應大約6.1圈。很難準確預測線圈的自電容，因此通過手動地修剪螺旋的末端直到它在~7.65MHz諧振來調諧諧振頻率。類似地構造接收器，但存在微小的幾何差異，這導致Rx線圈在調諧到~7.65MHz之后具有大約6.125圈。所有元件均由2.54mm直徑的銅線制成，銅線由Plexiglas支架支撐。實驗裝置的第一組測量包括Tx回路（在表S2中表示為測量1T）和Rx回路（測量1R）的S11測量（其中，S11是輸入端口處的反射電壓和傳送電壓之比），而沒有線圈的。從這些測量，通過最小二乘方擬合提取回路的L、C和R值。第二組測量是耦合到Tx線圈的Tx回路的S11測量（測量2T）以及表示為2R的對應接收器側測量。利用來自第二組測量的數據以及之前提取的回路參數，提取線圈諧振頻率f0和Q以及回路-線圈耦合系數k12和k34的值。不可能從這些測量提取L、C和R值。因此，數值計算基于它們的幾何的線圈的電感值，然后這允許計算C和R值。下面示出表S2。表S2測量和計算的靜態(tài)（非距離相關）系統參數實驗裝置表明，系統能夠執(zhí)行自適應頻率調諧以便實現范圍無關的最大功率傳遞。在實驗裝置中，較低頻率模式具有較高振幅（部分是因為寄生信號的符號），因此當出現分裂時，自動選擇較低模式。由此，頻率調諧的益處在短程顯而易見，因為對于非自適應情形選擇的頻率（7.65MHz）適合長程情形。但是，如果對于固定情形選擇了不同頻率，那么益處將在較長程而不是較短程顯而易見。注意，增大的范圍和增大的角度不匹配均會減小k23，并且范圍和定向不匹配還會進一步共同減小k23；因此，如果接收器進一步遠離，那么定向自適應將無法在如此寬的角度范圍內成功。對于如下文進一步論述的接收器角度極值，耦合k23下降足夠大以至于系統不再位于過耦合區(qū)域中，因此最佳系統頻率不隨耦合常數分裂和變化；因而，固定和自動調諧性能一致。圖3a將實驗測量的|S21|數據和式1的簡單模型以及包括寄生耦合的更完整的模型進行比較。該圖示出對于k23的最佳擬合值實驗數據（圓點）與初等傳遞函數（虛線）和完整傳遞函數（實線）的比較。簡單模型忽略了寄生耦合，并且沒有再現較高模式和較低模式之間的振幅差異。完整模型再現了該振幅差異，這通過兩個諧振模式的寄生（例如，k13）耦合項相對于非寄生項（例如，k23）的相位來解釋。完整模型和實驗數據之間的一致性是極好的。較高、較低模式的|S21|峰的幅值差異（在圖3a中，在實驗數據和完整模型中均可見，而在初等模型中則不存在）可以通過考慮這兩個模式的相位來解釋?；隈詈现C振器的動力學，在較低頻率模式中，預期傳送器線圈中的電流與接收器線圈中的電流近似同相；在較高頻率模式中，預期線圈電流近似反相（180°相位差）。在Tx線圈和Rx線圈同相的較低模式中，從驅動回路到Rx線圈的寄生穿通（feed-through）（與耦合常數k13相關聯）對接收器線圈中的電流幅值造成建設性的貢獻。在較高模式中，Rx線圈相位相反，而又沒有寄生穿通，因此穿通對Rx線圈電流造成破壞性地干擾。類似的論點適用于其它寄生耦合。只有當包含寄生耦合時才能很好地對模式幅值差異建模的事實（如圖3a所示）支持該結論。如上文所公開，可以利用諸如離散匹配網絡或屏蔽變壓器的其它阻抗匹配組件來將源/負載連接到線圈，從而消除電感耦合的回路。這將消除交叉耦合項并簡化模型，并且還可能簡化系統構造。另一方面，寄生穿通在較低模式中益于系統性能，并且該益處將因為消除回路而喪失。圖3b示出利用為每個距離單獨提取的耦合系數的實驗數據和理論模型。實驗S21幅值數據（圓點）和從完整傳遞函數計算的分析模型（面）均相對于頻率和Tx-Rx距離繪制。注意，分析面中的每個距離切片針對獨立擬合值k23。如上文所論述，虛線框圍住過耦合區(qū)域。對于實驗測量之間（即，輪廓線之間）的距離，從相鄰k23值線性地內插k23值。在下面論述的圖4a、4b和4c中介紹利用直接從幾何計算的k23的結果。圖4a、4b和4c將實驗數據和模型進行比較，模型中只利用計算的耦合系數。將模型（實線）與實驗數據（圓）進行比較，其中從幾何計算k23值（而不是擬合到數據）。圖4a示出|S21|對距離。預測的最大耦合點繪制為實心圓點。圖4b示出作為距離函數的諧振峰位置。在低于臨界距離顯而易見頻率分裂。該曲線圖可以視為是從上往下看的圖3b的脊部線。圖4c示出作為距離函數的諧振峰幅值。該曲線圖可以視為是從側面看的圖3b的脊部線。在簡單模型中，這兩個分支將具有相同的幅值；包括寄生耦合考慮了模式之間的幅值差異。在圖4a、4b和4c中，只測量靜態(tài)系統參數；動態(tài)（距離相關）參數是計算的。一致性一般很好，但在靠近的范圍，數值計算變得不那么準確。之所以這樣可能是因為，沒有建模的電容性耦合效應在靠近的范圍變得更加顯著。可以實現自適應頻率調諧以便實現范圍無關的最大功率傳遞。當系統失諧時，例如當選擇非最佳頻率時，阻抗不匹配在傳送器側造成反射；當系統最佳調諧時，反射功率和傳送功率之比降至最小。因此，如果傳送器能夠測量S11并調整其頻率，那么它可以通過將S11減至最?。矗狗瓷湫盘栕钚』⑹箓魉托盘栕畲蠡﹣韺τ谔囟ǚ秶蚪邮掌鞫ㄏ蜻x擇最佳頻率。圖6a和6b示出來自非自適應（固定頻率）系統的功率傳遞效率的實驗數據和來自工作頻率自動調諧系統的效率數據的比較。對于每個距離，系統從6MHz到8MHz掃描傳送頻率，然后選擇具有最小|S11|的頻率以便使效率最大化。在每個距離的最佳頻率，測量遞送到功率計中的功率。調諧值的范圍是6.67MHz到7.66MHz。圖6b中示出接收器定向自適應的模擬結果。系統效率在大約70度的接收器定向內幾乎恒定。只有在70-90度的范圍內，功率傳遞效率才朝向零下降。在圖6a和6b中示出的兩種情形中，所選擇的固定頻率是單個線圈諧振頻率（即，欠耦合系統頻率），因此當系統離開過耦合區(qū)域時，自動調諧頻率與固定頻率一致，并且因此效率也一致。圖7示出根據本公開的各個方面示出接收器（Rx線圈和Rx回路）的各種定向的圖6a的實驗實現的代...