專利名稱：一種變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及變流器的控制方法，具體地，涉及一種用于電力電子技術領域的變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法。
背景技術：
能源是當今人類面臨的重大問題，由于信息技術的飛快發(fā)展，電力電子技術是能源變換與信息控制的關鍵環(huán)節(jié)。隨著電力電子技術在電氣節(jié)能、新能源發(fā)電、電能傳輸、電氣牽引、大型油氣輸送和智能電網(wǎng)等領域的不斷發(fā)展，單機容量不斷增大，大功率電力電子面臨諸多問題與挑戰(zhàn)。受到目前電力電子器件制造工藝的限制，單臺變流器已無法滿足大功率傳送的要求，因此變流器并聯(lián)技術便應運而生。采用變流器并聯(lián)技術具有可有效提高功率等級，增加系統(tǒng)可靠性和效率，減少成本和電壓、電流紋波，且易于模塊化設計和系統(tǒng)配置，靈活性更強等優(yōu)點，在大功率場合有廣泛的應用前景。 在單臺變流器系統(tǒng)中，由于不存在并聯(lián)單元之間的控制脈沖不一致性以及阻抗不一致性問題，因此不用考慮不均流問題。但是在變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)中，當交流側濾波電抗較小(數(shù)十微亨以內(nèi))時，很小的控制脈沖差異或阻抗差異就會造成很大的不均流問題。不均流問題會使功率器件承受的電流應力不均衡，造成個別變流器過載，影響其使用壽命，并限制整套系統(tǒng)容量的增加。如圖I所示，為一種現(xiàn)有變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)，由η個三相PWM變流器直接并聯(lián)而成，它包括直流電壓源、直流母線電容器組、η個三相PWM變流器和交流側輸出三相電抗器，直流電壓源提供直流側電壓，直流母線電容器組起到濾波和穩(wěn)壓的作用，三相PWM變流器起到傳輸交流電壓的作用，交流側輸出三相電抗器起到濾波和防止母線短路的作用。其中直流電壓源的正端與直流母線電容器組的正極性端相連，直流電壓源的負端與直流母線電容器組的負極性端相連，直流母線電容器組的正極性端與三相PWM變流器的正直流母線相連，直流母線電容器組的負極性端與三相PWM變流器的負直流母線相連，三相PWM變流器的交流側輸出端與交流側輸出三相電抗器的一端相連，交流側輸出三相電抗器的另一端與三相交流電機的定子相連。η個三相PWM變流器并聯(lián)，它們的直流側通過直流母線電容器組并聯(lián)，它們的交流側通過交流側輸出三相電抗器的輸出端并聯(lián)。該變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的控制器的核心采用數(shù)字信號處理芯片DSP和可編程器件FPGA。該系統(tǒng)不均流問題會使功率器件承受的電流應力不均衡。如公開號為CN101521454A的中國發(fā)明專利申請，該發(fā)明提出了由預先確定為主機的電源裝置對其輸出電流進行采樣，并接收來自作為從機的其它電源裝置的輸出電流信號，進行均流處理后獲得目標輸出電流，并將均流調節(jié)信號通過現(xiàn)場總線的廣播命令發(fā)送給各從機，進而實現(xiàn)并聯(lián)均流，該方法雖然能夠實現(xiàn)并聯(lián)均流，但由于各并聯(lián)單元之間存在電壓差，同時會產(chǎn)生環(huán)流，而且并聯(lián)單元之間有主從機之分且主從機需要通信，不利于系統(tǒng)冗余性和可靠性設計。又如文獻(OllilaJaakko. Parallel connection of inverters:European, 1906518 [P]. 2008-02-04.)提出了采用串行通信的方式來同步各并聯(lián)單元的調制波計數(shù)器，保證變流器各并聯(lián)單元控制脈沖的一致性，但是該方法無法解決由于阻抗不一致導致的不均流問題，而且該方法含有通信線，使得并聯(lián)單元之間的距離受到限制，且易受電磁干擾，此外，由于并聯(lián)單元之間有主從之分，使得系統(tǒng)冗余性不佳。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術中的缺陷，本發(fā)明的目的是提供一種變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，該方法擬合出補償時間的函數(shù)關系曲線，實現(xiàn)在線實時動態(tài)補償，使用靈活方便，可實現(xiàn)對任意并聯(lián)單元的任意相進行補償，不需要改變控制系統(tǒng)結構，不需要增加任何硬件。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用以下了技術方案一種變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，該不均流控制方法是通過延時控制脈沖的下降沿(即延時關斷)來抑制變流器多單元并聯(lián)時的不均流現(xiàn)象，即當某個變流器的某一相電流較小時，通過延時該相控制脈沖的下降沿來達到增大該相電流的目的。η個三相PWM變流器并聯(lián)時，只需對其中η-i個三相PWM變流器的相應相進行補償即可?？刂泼}沖下降沿的延時時間是關于電流的函數(shù)。為了實現(xiàn)在線實時動態(tài)補償效果，采取固定延時 時間補償?shù)姆椒ǎ^察電流的補償效果，并對補償時間不斷進行修正，從而確定補償時間與電流的關系曲線。本發(fā)明所述不均流控制方法的按照如下步驟進行步驟I :信號采集單元采集變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)交流側輸出三相電抗器的三相電流‘ ibk, ick(k=l,…，η)，控制芯片DSP對所有并聯(lián)單元的對應相電流進行求和，得到總電流 ia, ib, i。；步驟2 =Clarke坐標變換單元將三相靜止坐標系下的三相電流ia，ib, i。變換到兩相靜止坐標下的電流i α，i e，Park坐標變換單元再將兩相靜止坐標下的電流i α，i e變換到兩相同步旋轉坐標系下的電流id，iq ;步驟3 :將d軸電流給定值i/與兩相同步旋轉坐標系下的電流id輸入到d軸電流控制器中，d軸電流控制器產(chǎn)生d軸控制電壓Ud，將q軸電流給定值與兩相同步旋轉坐標系下的電流i,輸入到q軸電流控制器中，q軸電流控制器產(chǎn)生q軸控制電壓U,；步驟4 =Park逆坐標變換單元將兩相同步旋轉坐標系下的控制電壓Ud，U/變換到兩相靜止坐標下的控制電壓Ua，Ue ；步驟5 :將兩相靜止坐標下的控制電壓Ua ,Ue輸入到SVPWM調制單元中，SVPWM調制單元輸出三相占空比信息da，db, dc ；步驟6 由兩相同步旋轉坐標系下的電流id，iq求出電流矢量幅值Im，為抑制電流矢量高頻波動對補償效果造成影響，電流矢量幅值Im經(jīng)過一個低通濾波器濾波后再輸入到補償時間計算單元中；步驟7 :對補償時間計算單元輸出的補償時間進行限幅處理；步驟8 :為避免突加較大補償時間造成瞬間過流故障，將經(jīng)過限幅處理后的補償時間進行斜坡給定；步驟9 :將SVPWM調制單元輸出三相占空比信息da，db, d。和斜坡給定的補償時間發(fā)送到子控制器的FPGA中，F(xiàn)PGA將三相占空比信息da，db, d。與三角載波進行比較產(chǎn)生PWM控制脈沖，然后FPGA再根據(jù)接收到的補償時間對相應的PWM控制脈沖進行下降沿延時處理，經(jīng)過下降沿延時處理后的PWM控制脈沖來驅動功率器件的導通與關斷，從而達到抑制不均流現(xiàn)象的目的。優(yōu)選地，所述補償時間計算單元的輸入信號是定子總電流有效值，輸出信號是變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)各并聯(lián)單元的三相控制脈沖的補償時間。在補償時間計算單元中，為了避免電流突變對系統(tǒng)控制造成影響，采用截止頻率為IHz的低通濾波器對定子總電流有效值進行濾波處理。與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有如下的有益效果 I)解決了電機驅動用或并網(wǎng)型變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流問題，可實現(xiàn)整套系統(tǒng)的滿功率穩(wěn)定運行，延長了個別并聯(lián)變流器單元的使用壽命；2)擬合出補償時間隨電流變化的曲線，可實現(xiàn)在線實時動態(tài)補償；3)本發(fā)明提供的不均流控制方法使用靈活方便，可實現(xiàn)對任意并聯(lián)單元的任意相進行補償，不需要改變控制系統(tǒng)結構，不需要增加任何硬件。


通過閱讀參照以下附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點將會變得更明顯圖I為變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)結構示意圖；圖2為實施例的風力發(fā)電變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)結構示意圖；圖3為未加不均流控制時各并聯(lián)單元的三相電流波形圖；圖4為擬合出的補償時間與電流的關系曲線圖；圖5為加入不均流控制后各并聯(lián)單元的三相電流波形圖，其中(a)空載，(b) 90%負載。
具體實施例方式下面結合具體實施例對本發(fā)明進行詳細說明。以下實施例將有助于本領域的技術人員進一步理解本發(fā)明，但不以任何形式限制本發(fā)明。應當指出的是，對本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進。這些都屬于本發(fā)明的保護范圍。本實施例應用在350kW鼠籠異步發(fā)電機風力發(fā)電系統(tǒng)中，電網(wǎng)線電壓有效值為690V，直流母線電壓給定值為1100V，鼠籠異步發(fā)電機額定轉速為1000r/min，控制鼠籠異步發(fā)電機工作在恒轉速狀態(tài)，轉速給定值為500r/min，機側三相PWM變流器交流側三相電抗器為40 μ H。由于網(wǎng)側三相PWM變流器交流側濾波電抗較大，不均流現(xiàn)象不明顯，而機側三相PWM變流器交流側三相電抗較小，不均流現(xiàn)象嚴重，因此只對機側并聯(lián)三相PWM變流器實施不均流控制策略。如圖2所示，風力發(fā)電變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)包括網(wǎng)側LCL濾波器、網(wǎng)側三相PWM變流器、直流母線電容器組、機側三相PWM變流器、機側交流側輸出三相電抗器、鼠籠異步發(fā)電機、直流電動機，其中=LCL濾波器輸入端與三相電網(wǎng)相連、LCL濾波器的輸出端與網(wǎng)側三相PWM變流器的交流側相連，網(wǎng)側三相PWM變流器的直流側與直流母線電容器組相連，直流母線電容器組與機側三相PWM變流器的直流側相連，機側三相PWM變流器的交流側與交流側輸出三相電抗器的一端相連，交流側輸出三相電抗器的另一端與鼠籠異步發(fā)電機的定子相連，鼠籠異步發(fā)電機與直流電動機同軸相連。本實施例中，所述的網(wǎng)側三相PWM變流器包括并聯(lián)單元I的網(wǎng)側三相PWM變流器CONVll和并聯(lián)單元2的網(wǎng)側三相PWM變流器C0NV21，它們的交流側經(jīng)過網(wǎng)側LCL濾波器濾波，并在網(wǎng)側LCL濾波器的輸入端并聯(lián)，它們在直流側通過直流母線電容器組并聯(lián)，網(wǎng)側三相PWM變流器起到穩(wěn)定直流母線電壓和有功、無功解耦控制的作用；本實施例中，所述的機側三相PWM變流器包括并聯(lián)單元I的機側三相PWM變流器CONV12和并聯(lián)單元2的機側三相PWM變流器C0NV22，它們在直流側通過直流母線電容器組并聯(lián)，它們的交流側經(jīng)過三相電抗器濾波，并在三相電抗器的另一端并聯(lián)，機側三相PWM變流器起到調節(jié)轉速和轉矩電流、勵磁電流解耦控制的作用；本實施例中，所述的網(wǎng)側LCL濾波器包括并聯(lián)單元I的電網(wǎng)側電感Lm、中間濾波·電容Cfl、變流器側電感L112和并聯(lián)單元2的電網(wǎng)側電感L121、中間濾波電容Cf2、變流器側電感L122,網(wǎng)側LCL濾波器起到濾除高頻諧波的作用；本實施例中，所述的直流母線電容器組包括并聯(lián)單元I的電容器組C1和并聯(lián)單元2的電容器組C2，它們的正負極性端分別相連，直流母線電容器組起到濾波和穩(wěn)壓的作用；本實施例中，所述的機側交流側輸出三相電抗器包括并聯(lián)單元I的機側交流側三相電抗器Lgl和并聯(lián)單元2的機側交流側三相電抗器Lg2,它們起到濾波和防止母線短路的作用；本實施例中，所述的鼠籠異步發(fā)電機起到將機械能轉換成電能的作用；本實施例中，所述的直流電動機起到模擬風力機給鼠籠異步發(fā)電機提供轉矩或使鼠籠異步發(fā)電機恒轉速運行的作用。請參閱圖3、圖4和圖5，所述的鼠籠異步發(fā)電機風力發(fā)電系統(tǒng)中的變流器并聯(lián)不均流控制方法為網(wǎng)側并聯(lián)變流器控制包括以下步驟步驟I :信號采集單元采集直流母線電壓Ud。以及并聯(lián)單元I的網(wǎng)側三相PWM變流器交流側三相電流或并聯(lián)單元2的網(wǎng)側三相PWM變流器交流側三相電流ila，ilb, ilc ；步驟2 =Clarke坐標變換單元將三相靜止坐標系下的網(wǎng)側變流器三相電流ila, ilb, ilc變換到兩相靜止坐標下的電流ila，i10,Park坐標變換單元再將兩相靜止坐標下的電流I1 α， χβ變換到兩相同步旋轉坐標系下的電流ild, Iiq ;步驟3 :將直流母線電壓給定值Ud:與直流母線電壓Udc輸入到網(wǎng)側直流母線電壓控制器中，網(wǎng)側直流母線電壓控制器產(chǎn)生網(wǎng)側d軸電流給定值ild* ；步驟4 :將網(wǎng)側d軸電流給定值ild*與兩相同步旋轉坐標系下的電流ild輸入到網(wǎng)側d軸電流控制器中，網(wǎng)側d軸電流控制器產(chǎn)生網(wǎng)側d軸控制電壓Uld，將網(wǎng)側q軸電流給定值i1(；與兩相同步旋轉坐標系下的電流ilq輸入到網(wǎng)側q軸電流控制器中，網(wǎng)側q軸電流控制器產(chǎn)生網(wǎng)側q軸控制電壓Ulq ；步驟5 =Park逆坐標變換單元將兩相同步旋轉坐標系下的網(wǎng)側控制電壓Uld, Ulq變換到兩相靜止坐標下的控制電壓Ula，U10 ；
步驟6 :將兩相靜止坐標下的網(wǎng)側控制電壓Ula，U10輸入到SVPWM調制單元中，SVPWM調制單元輸出網(wǎng)側三相占空比信息dla，dlb, dlc ；步驟7 :將SVPWM調制單元輸出網(wǎng)側三相占空比信息dla，dlb, dlc;發(fā)送到子控制器的FPGA中，F(xiàn)PGA將網(wǎng)側三相占空比信息dla，dlb, dlc與三角載波進行比較產(chǎn)生PWM控制脈沖來驅動功率器件的導通與關斷，從而實現(xiàn)網(wǎng)側變流器。機側并聯(lián)變流器控制包括以下步驟步驟I :信號采集單元采集并聯(lián)單元I的機側三相PWM變流器交流側三相電流igal, igbl, igc;1和并聯(lián)單元2的機側三相PWM變流器交流側三相電流丨_，igb2, ige2，對并聯(lián)單元的對應相電流進行求和，得到總電流iga，igb, igc ；步驟2 =Clarke坐標變換單元將三相靜止坐標系下的機側變流器三相電流iga, igb, igc變換到兩相靜止坐標下的電流iga，ig0,Park坐標變換單元再將兩相靜止坐標下的電流iga, Igfi變換到兩相同步旋轉坐標系下的電流igd, igq ; 步驟3 :將機側d軸電流給定值i/與兩相同步旋轉坐標系下的電流igd輸入到機側d軸電流控制器中，機側d軸電流控制器產(chǎn)生機側d軸控制電壓Ugd,將機側q軸電流給定值ig(；與兩相同步旋轉坐標系下的電流igq輸入到機側q軸電流控制器中，機側q軸電流控制器產(chǎn)生機側q軸控制電壓Ugq ；步驟4 =Park逆坐標變換單元將兩相同步旋轉坐標系下的機側控制電壓Ugd, Ugq變換到兩相靜止坐標下的控制電壓Uga，Uge ；步驟5 :將兩相靜止坐標下的機側控制電壓Uga，Uge輸入到SVPWM調制單元中，SVPWM調制單元輸出機側三相占空比信息dga，dgb, dgc ；步驟6 :由兩相同步旋轉坐標系下的機側電流igd，igq求出機側總電流矢量幅值I…為抑制電流矢量高頻波動對補償效果造成影響，電流矢量幅值Isd經(jīng)過一個低通濾波器濾波后再輸入到補償時間計算單元中；步驟7 :對補償時間計算單元輸出的補償時間進行限幅處理；步驟8 :為避免突加較大補償時間造成瞬間過流故障，將經(jīng)過限幅處理后的補償時間進行斜坡給定；步驟9 :將SVPWM調制單元輸出機側三相占空比信息dga，dgb, dgc和斜坡給定的補償時間發(fā)送到子控制器的FPGA中，F(xiàn)PGA將三相占空比信息dga，dgb, dgc與三角載波進行比較產(chǎn)生PWM控制脈沖，然后FPGA再根據(jù)接收到的補償時間對相應的PWM控制脈沖進行下降沿延時處理，經(jīng)過下降沿延時處理后的PWM控制脈沖來驅動功率器件的導通與關斷，從而達到抑制不均流現(xiàn)象的目的。上述實施例中，所述補償時間計算單元的輸入信號是定子總電流有效值，輸出信號是變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)各并聯(lián)單元的三相控制脈沖的補償時間。在補償時間計算單元中，為了避免電流突變對系統(tǒng)控制造成影響，采用截止頻率為IHz的低通濾波器對定子總電流有效值進行濾波處理。上述實施例中其他的單元模塊，如信號采集單元、SVPWM調制單元等等沒有詳細說明的，均可以采用現(xiàn)有技術實現(xiàn)。圖3所示為鼠籠異步發(fā)電機空載條件下、未加不均流控制時機側并聯(lián)三相PWM變流器三相電流波形圖。由圖中可以看出，并聯(lián)單元2的機側變流器交流側a、b相電流較之并聯(lián)單元I的要小，而C相電流基本一致，且不均流現(xiàn)象造成了單柜三相電流的不平衡，因此，只需對并聯(lián)單元2的機側變流器的a、b相電流進行補償即可。圖4所示為通過采取固定時間補償方法擬合出的補償時間隨定子電流變化的曲線。由圖中可以看出，補償時間與定子電流大小成反比，即定子電流越小，則控制脈沖下降沿所需的延時時間越長，鼠籠異步發(fā)電機空載時定子電流最小(僅有勵磁電流)，此時所需的補償時間最長。圖5中(a)所示為鼠籠異步發(fā)電機空載條件下、加入不均流控制時機側并聯(lián)三相PWM變流器三相電流波形圖。由圖中可以看出，通過對并聯(lián)單元2的機側變流器的a、b相電流進行補償，實現(xiàn)了機側并聯(lián)變流器間的電流均衡，并實現(xiàn)了單柜三相電流的平衡。圖5中(b)所示為鼠籠異步發(fā)電機帶90%負載條件下、加入不均流控制時機側并 聯(lián)三相PWM變流器三相電流波形圖。由圖中可以看出，通過擬合出的補償時間曲線實現(xiàn)了不同定子電流條件下不均流現(xiàn)象的在線實時動態(tài)補償。以上對本發(fā)明的具體實施例進行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實施方式，本領域技術人員可以在權利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改，這并不影響本發(fā)明的實質內(nèi)容。
權利要求
1.一種變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，其特征在于按照如下步驟進行 步驟I:信號采集單元采集變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)交流側輸出三相電抗器的三相電流iak, ibk, ick(k=l,…，η)，控制芯片DSP對所有并聯(lián)單元的對應相電流進行求和，得到總電流IaJ IbJ Ic步驟2 =Clarke坐標變換單元將三相靜止坐標系下的三相電流ia，ib, i。變換到兩相靜止坐標下的電流ia，ie, Park坐標變換單元再將兩相靜止坐標下的電流ia，i0變換到兩相同步旋轉坐標系下的電流id，iq ; 步驟3 :將d軸電流給定值i/與兩相同步旋轉坐標系下的電流id輸入到d軸電流控制器中，d軸電流控制器產(chǎn)生d軸控制電壓Ud，將q軸電流給定值與兩相同步旋轉坐標系下的電流i,輸入到q軸電流控制器中，q軸電流控制器產(chǎn)生q軸控制電壓Uq ； 步驟4 =Park逆坐標變換單元將兩相同步旋轉坐標系下的控制電壓Ud，U/變換到兩相靜止坐標下的控制電壓Ua，Ue ； 步驟5 :將兩相靜止坐標下的控制電壓Ua ,Ue輸入到SVPWM調制單元中，SVPWM調制單元輸出三相占空比信息da，db, dc ； 步驟6 :由兩相同步旋轉坐標系下的電流id, i,求出電流矢量幅值Im ； 步驟7 :對補償時間計算單元輸出的補償時間進行限幅處理； 步驟8 :將經(jīng)過限幅處理后的補償時間進行斜坡給定； 步驟9 :將SVPWM調制單元輸出三相占空比信息da，db, d。和斜坡給定的補償時間發(fā)送到子控制器的FPGA中，F(xiàn)PGA將三相占空比信息da，db, d。與三角載波進行比較產(chǎn)生PWM控制脈沖，然后FPGA再根據(jù)接收到的補償時間對相應的PWM控制脈沖進行下降沿延時處理，經(jīng)過下降沿延時處理后的PWM控制脈沖來驅動功率器件的導通與關斷，從而達到抑制不均流現(xiàn)象的目的。
2.根據(jù)權利要求I所述的變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，其特征在于，步驟6中為抑制電流矢量高頻波動對補償效果造成影響，電流矢量幅值Im經(jīng)過一個低通濾波器濾波后再輸入到補償時間計算單元中。
3.根據(jù)權利要求I或2所述的變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，其特征在于，所述補償時間計算單元的輸入信號是定子總電流有效值，輸出信號是變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)各并聯(lián)單元的三相控制脈沖的補償時間，在補償時間計算單元中，采用截止頻率為IHz的低通濾波器對定子總電流有效值進行濾波處理。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種變流器多單元并聯(lián)系統(tǒng)的不均流控制方法，通過延時控制脈沖的下降沿即延時關斷來抑制變流器多單元并聯(lián)時的不均流現(xiàn)象，即當某個變流器的某一相電流較小時，通過延時該相控制脈沖的下降沿來達到增大該相電流的目的；n個三相PWM變流器并聯(lián)時，只需對其中n-1個三相PWM變流器的相應相進行補償即可?？刂泼}沖下降沿的延時時間是關于電流的函數(shù)。為了實現(xiàn)在線實時動態(tài)補償效果，首先采取固定延時時間補償?shù)姆椒ǎ^察電流的補償效果，并對補償時間不斷進行修正，從而確定補償時間與電流的關系曲線。
文檔編號H02M7/5395GK102891612SQ20121035700
公開日2013年1月23日 申請日期2012年9月21日 優(yōu)先權日2012年9月21日
發(fā)明者呂敬, 張建文 申請人:上海交通大學