本發(fā)明涉及電機(jī)同步控制技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種電機(jī)同步系統(tǒng)線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法。

背景技術(shù)：

自抗擾控制技術(shù)是20世紀(jì)90年代由中科院研究員韓京清提出的，對(duì)系統(tǒng)內(nèi)外擾動(dòng)總和采用擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器進(jìn)行綜合估計(jì)并進(jìn)行統(tǒng)一補(bǔ)償，具有很強(qiáng)的抗干擾能力。近年來眾多的學(xué)者對(duì)自抗擾控制技術(shù)從理論到應(yīng)用展開了一系列的科學(xué)研究。2003年高志強(qiáng)從頻域角度入手提出了線性自抗擾控制器，給出了抗擾動(dòng)能力與系統(tǒng)帶寬之間的關(guān)系，將自抗擾控制技術(shù)線性化，使自抗擾控制的工程實(shí)現(xiàn)以及參數(shù)整定更簡(jiǎn)單；針對(duì)電機(jī)同步系統(tǒng)，本課題組對(duì)自抗擾控制技術(shù)及其復(fù)合控制技術(shù)展開了深入的研究，取得了一定的成果。首先采用一階優(yōu)化自抗擾控制，對(duì)自抗擾控制進(jìn)行了優(yōu)化，即考慮到自抗擾的過渡環(huán)節(jié)(跟蹤微分器，TD)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，剔除TD環(huán)節(jié)，同時(shí)采用線性組合替代非線性組合實(shí)現(xiàn)優(yōu)化自抗擾控制。針對(duì)一階優(yōu)化自抗擾控制，由于去掉了TD環(huán)節(jié)，系統(tǒng)快速性能得到了很好的提升，但是不可避免的會(huì)產(chǎn)生一定的啟動(dòng)超調(diào)量，課題組針對(duì)這一問題，提出了二階自抗擾控制技術(shù)，加入了TD環(huán)節(jié)，緩和了部分超調(diào)量，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的解耦以及抗干擾控制，取得了一定的控制效果，但是效果改進(jìn)不大，隨后提出了模糊免疫自抗擾控制，將電機(jī)的啟動(dòng)超調(diào)量與上升時(shí)間進(jìn)行了調(diào)和，取得了較好的效果。

卡爾曼濾波器是20世紀(jì)60年代美籍科學(xué)家卡爾曼以系統(tǒng)狀態(tài)空間模型為基礎(chǔ)提出的一種線性無差、最小方差估計(jì)器，可以為線性濾波問題提供精確解析。經(jīng)過多次實(shí)踐證明，卡爾曼濾波器對(duì)控制干擾和測(cè)量噪聲具有很好的濾波作用，在以上提出的針對(duì)電機(jī)同步系統(tǒng)的多種控制策略中，對(duì)系統(tǒng)輸出的測(cè)量數(shù)據(jù)本身都沒有處理，直接送給自抗擾控制器的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)，而研究表明，在電機(jī)同步系統(tǒng)的控制過程中，測(cè)量數(shù)據(jù)存在一定的測(cè)量噪聲，尤其是張力輸出模塊，如果不采用合適地濾波處理，對(duì)后級(jí)的控制質(zhì)量會(huì)造成很大的影響。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種電機(jī)同步系統(tǒng)的線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法，本發(fā)明有效解決了現(xiàn)有采用單純的線性優(yōu)化自抗擾控制的系統(tǒng)輸出端存在測(cè)量誤差的問題。

本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：

電機(jī)同步系統(tǒng)線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法，其特征在于：包括以下步驟：

a)主電機(jī)速度控制模塊設(shè)計(jì)：主電機(jī)速度控制模塊主要包括線性優(yōu)化自抗擾控制器、卡爾曼濾波器模塊，首先根據(jù)主電機(jī)速度控制模塊的數(shù)學(xué)模型，確定主電機(jī)速度控制模塊為一階控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)一階優(yōu)化線性自抗擾控制器，同時(shí)根據(jù)主電機(jī)速度控制模塊的數(shù)學(xué)模型設(shè)計(jì)卡爾曼濾波器，將卡爾曼濾波器的輸出作為線性優(yōu)化自抗擾控制器的輸入?yún)⒖?，完成閉環(huán)濾波復(fù)合控制；

b)從電機(jī)張力控制模塊設(shè)計(jì)：根據(jù)從電機(jī)張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型，確定從電機(jī)張力控制模塊為二階控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)二階優(yōu)化線性自抗擾控制器，同時(shí)根據(jù)從電機(jī)張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型設(shè)計(jì)相應(yīng)的卡爾曼濾波器，最后將卡爾曼濾波器的輸出作為線性優(yōu)化自抗擾控制器的輸入?yún)⒖?，完成閉環(huán)濾波復(fù)合控制。

本發(fā)明進(jìn)一步技術(shù)改進(jìn)方案是：

根據(jù)主電機(jī)速度控制模塊、從電機(jī)張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型，確定線性優(yōu)化自抗擾子控制系統(tǒng)的階次，進(jìn)而設(shè)計(jì)線性優(yōu)化自抗擾控制器。

本發(fā)明進(jìn)一步技術(shù)改進(jìn)方案是：

根據(jù)主電機(jī)速度控制模塊、從電機(jī)張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)卡爾曼濾波器為線性優(yōu)化自抗擾控制器提供反饋輸入，進(jìn)而完成線性優(yōu)化自抗擾-卡爾曼濾波器的復(fù)合控制。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下明顯優(yōu)點(diǎn)：

本發(fā)明采用線性優(yōu)化自抗擾控制器結(jié)合卡爾曼濾波器對(duì)多電機(jī)同步系統(tǒng)實(shí)施控制，可以實(shí)現(xiàn)很好的閉環(huán)濾波功能，能夠解決系統(tǒng)輸出端存在的測(cè)量誤差的影響，同時(shí)系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)性能、方波跟蹤、抗干擾以及解耦等多個(gè)控制性能方面都要更優(yōu)越。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的控制對(duì)象--三電機(jī)同步控制系統(tǒng)的物理模型；

圖2為本發(fā)明的主電機(jī)速度控制模塊圖；

圖3為本發(fā)明的張力1控制模塊圖；

圖4為本發(fā)明動(dòng)態(tài)性能仿真效果比較圖(與單純線性優(yōu)化自抗擾控制的控制效果比較)；

圖5為本發(fā)明主電機(jī)方波解耦性能仿真效果比較圖(與單純線性優(yōu)化自抗擾控制的控制效果比較)；

圖6為本發(fā)明主電機(jī)方波跟蹤解耦性能實(shí)驗(yàn)效果比較圖(與單純線性優(yōu)化自抗擾控制的控制效果比較)。

具體實(shí)施方式

需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請(qǐng)中的實(shí)施例及實(shí)施例中的特征可以相互組合。下面將參考附圖1～6并結(jié)合實(shí)施例來詳細(xì)說明本發(fā)明。

為了使本技術(shù)領(lǐng)域的人員更好地理解本發(fā)明方案，下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分的實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都應(yīng)當(dāng)屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

需要說明的是，本發(fā)明的說明書和權(quán)利要求書及上述附圖中的術(shù)語“第一”、“第二”等是用于區(qū)別類似的對(duì)象，而不必用于描述特定的順序或先后次序。應(yīng)該理解這樣使用的數(shù)據(jù)在適當(dāng)情況下可以互換，以便這里描述的本發(fā)明的實(shí)施例能夠以除了在這里圖示或描述的那些以外的順序?qū)嵤４送?，術(shù)語“包括”和“具有”以及他們的任何變形，意圖在于覆蓋不排他的包含，例如，包含了一系列步驟或單元的過程、方法、系統(tǒng)、產(chǎn)品或設(shè)備不必限于清楚地列出的那些步驟或單元，而是可包括沒有清楚地列出的或?qū)τ谶@些過程、方法、產(chǎn)品或設(shè)備固有的其它步驟或單元。

以下結(jié)合附圖對(duì)采用本發(fā)明構(gòu)思的針對(duì)三電機(jī)同步系統(tǒng)的線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法進(jìn)行詳細(xì)的描述，其中，三電機(jī)分別定義為主電機(jī)為電機(jī)1，從電機(jī)包括電機(jī)2、電機(jī)3。

本發(fā)明包括如下控制步驟：

包括如下控制步驟：

三電機(jī)同步控制系統(tǒng)的物理模型如附圖1所示。

根據(jù)力學(xué)原理結(jié)合電動(dòng)機(jī)控制方程，可以得到電機(jī)1、電機(jī)2、電機(jī)3的數(shù)學(xué)模型：

電機(jī)1的速度控制模塊的數(shù)學(xué)模型：

電機(jī)2的張力1張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型：

電機(jī)3的張力2張力控制模塊的數(shù)學(xué)模型：

其中：F₁₂和F₂₃分別代表電機(jī)1和電機(jī)2之間皮帶的張力以及電機(jī)2和電機(jī)3之間皮帶的張力，ω₁、ω₂和ω₃分別代表給對(duì)應(yīng)三臺(tái)電動(dòng)機(jī)的同步旋轉(zhuǎn)控制角速度，是系統(tǒng)的控制輸出信號(hào)；ω_r1、ω_r2和ω_r3分別代表三臺(tái)電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)子電氣角速度，是系統(tǒng)對(duì)應(yīng)的三個(gè)狀態(tài)變量；r₁、r₂和r₃分別代表連接三臺(tái)電動(dòng)機(jī)的滾筒半徑；k₁、k₂和k₃分別代表三臺(tái)電機(jī)的速比；K₁、K₂是傳遞系數(shù)；T₁、T₂分別代表張力變化常數(shù)；Ψ_r1、Ψ_r2和Ψ_r3分別代表三臺(tái)電機(jī)的轉(zhuǎn)子磁鏈；J₁、J₂和J₃分別代表了三臺(tái)電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；T_L1、T_L2，和T_L3分別代表了三臺(tái)電機(jī)的負(fù)載轉(zhuǎn)矩；T_r1、T_r2和T_r3分別代表了三臺(tái)電機(jī)的時(shí)間常數(shù)；L_r1、L_r2和L_r3分別代表了三臺(tái)電機(jī)的轉(zhuǎn)子電感；n_p1、n_p2和n_p3分別為三臺(tái)電機(jī)的極對(duì)數(shù)。v₁、v₂和v₃分別代表電機(jī)1輸出端、張力1張力控制模塊的張力反饋輸出端以及張力2張力控制模塊的張力反饋輸出端的白噪聲。

a)電機(jī)1速度控制模塊設(shè)計(jì)：

電機(jī)1速度控制模塊主要包含線性優(yōu)化自抗擾控制器以及卡爾曼濾波器設(shè)計(jì)，具體模塊結(jié)構(gòu)圖附圖2所示。

為了盡可能地簡(jiǎn)化系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步提高控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，自抗擾控制器采用一階優(yōu)化自抗擾控制結(jié)構(gòu)，不安排系統(tǒng)的過渡過程，因此省去跟蹤微分模塊，用線性比例控制模塊置換非線性組合，對(duì)應(yīng)的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器采用二階線性結(jié)構(gòu)。

令

顯然，電機(jī)1速度控制模塊為典型的一階系統(tǒng)，fr₁為未知的電機(jī)1系統(tǒng)的擾動(dòng)信號(hào)，采用二階線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器對(duì)電機(jī)1速度控制模塊進(jìn)行觀測(cè)并補(bǔ)償，采用歐拉法進(jìn)行離散化處理之后，具體的設(shè)計(jì)算法可以表示為式(5)。

其中，e₁₁(k)是電機(jī)1速度ESO的跟蹤誤差，y₁(k)是電機(jī)1速度的反饋經(jīng)過卡爾曼濾波輸出的信號(hào)，z₁₁(k)是對(duì)y₁(k)的跟蹤信號(hào)，z₁₂(k)是擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器的擴(kuò)張狀態(tài)，也是對(duì)主電機(jī)速度模塊的總擾動(dòng)fr₁的觀測(cè)值，系統(tǒng)的采樣時(shí)間為h。β₁₁、β₁₂是電機(jī)1速度控制模塊的輸出誤差校正增益，b₁是電機(jī)1速度控制模塊的自抗擾增益補(bǔ)償系數(shù)，u₁作為電機(jī)1速度控制模塊的自抗擾控制器輸出。

因此，電機(jī)1速度控制信號(hào)的自抗擾控制信號(hào)可以由式(6)得到。

u₁＝K_p1e₁-z₁₂/b₁ (6)

其中K_p1是電機(jī)1速度控制模塊的比例增益系數(shù)。

卡爾曼濾波器模塊設(shè)計(jì)

卡爾曼濾波器設(shè)計(jì)步驟如下：

P₁(k)＝(I₁-M_n1(k)C₁)P₁(k) (9)

x₁(k)＝A₁x₁(k-1)+M_n1(k)(y_v1(k)-C₁A₁x₁(k-1)) (10)

y₁(k)＝C₁x₁(k) (11)

取Q＝1，R＝1。

根據(jù)電機(jī)1模塊方程(式(1))，對(duì)其進(jìn)行歐拉法離散化之后，有式(12)成立。

從離散后的系統(tǒng)方程可以得到：

代入式(7)-式(11)進(jìn)行卡爾曼濾波迭代運(yùn)算，將輸出的結(jié)果作為自抗擾控制器的輸入，完成電機(jī)1速度控制模塊的整個(gè)LOADRC-KALM控制算法設(shè)計(jì)。

(b)電機(jī)2的張力1張力控制模塊控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

張力1張力控制模塊主要包含二階LOADRC以及卡爾曼濾波器模塊設(shè)計(jì)，具體模塊結(jié)構(gòu)圖如附圖3所示。

從式(2)中可以看出：該模塊以電機(jī)2的控制速度ω₂＝u₂為輸入，反饋張力F₁₂為輸出。因此對(duì)式(2)進(jìn)行求導(dǎo)結(jié)合系統(tǒng)總方程整理，可以得到式(13)。

令

其中T_L2'為張力1張力控制模塊的折合總擾動(dòng)(包括建模誤差、未建模動(dòng)態(tài)、電機(jī)1以及電機(jī)3對(duì)電機(jī)2的張力擾動(dòng)以及所有的外部擾動(dòng)的總和)，則式(13)可以改寫為式(14)。

從式(14)可以看出：該系統(tǒng)是個(gè)二階系統(tǒng)，令F₁₂＝x₂₁，ω₂＝u₂，則張力1張力控制模塊可以簡(jiǎn)化表示為式(15)。

對(duì)以上系統(tǒng)采用三階擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)對(duì)總和擾動(dòng)進(jìn)行觀測(cè)并補(bǔ)償，具體設(shè)計(jì)如下：

將總和擾動(dòng)T_L2'擴(kuò)張為新的狀態(tài)變量x₂₃，令則可以將非線性系統(tǒng)改寫成線性系統(tǒng)形式，如式(16)所示。

設(shè)計(jì)相應(yīng)的LESO，通過逐步推導(dǎo)并進(jìn)行歐拉法離散化之后，可以得到張力1張力控制模塊的控制方程，見式(17)。

其中h是系統(tǒng)采樣控制的周期，e₂₁(k)是張力反饋誤差，β₂₁、β₂₂、β₂₃是張力1擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器的增益，F(xiàn)₂₀(k)是張力1張力控制模塊的張力參考輸入信號(hào)，F(xiàn)₂₀(k)＝F_{12_ref}，z₂₁(k)是張力1擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器的狀態(tài)，z₂₃(k)是ESO擴(kuò)張出來的另一狀態(tài)，即對(duì)擾動(dòng)的影響總和的觀測(cè)和估計(jì)，y₂(k)是張力1經(jīng)過卡爾曼濾波輸出的反饋輸出信號(hào)，u₂(k)是張力1自抗擾控制器的控制信號(hào)，b₂是自抗擾補(bǔ)償因子，K_p2是張力1通道增益。

針對(duì)張力1張力控制模塊設(shè)計(jì)卡爾曼濾波器，首先對(duì)張力模塊進(jìn)行歐拉離散化，得到式(18)。

其中ff₂為電機(jī)1和電機(jī)3對(duì)電機(jī)2所構(gòu)成的擾動(dòng)總和。

從離散后的系統(tǒng)方程可以得到：

代入式(11)-式(15)進(jìn)行卡爾曼濾波迭代運(yùn)算，將輸出的結(jié)果作為張力1LOADRC控制器的輸入，完成張力1張力控制模塊的整個(gè)LOADRC-KALM控制算法設(shè)計(jì)。

張力2張力控制模塊同張力1張力控制模塊設(shè)計(jì)類似，采用二階線性優(yōu)化自抗擾--卡爾曼濾波器復(fù)合控制算法實(shí)現(xiàn)。

結(jié)合附圖1、2、3、4、5、6對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步描述：

如圖1所示三電機(jī)同步系統(tǒng)由兩兩電機(jī)之間通過皮帶進(jìn)行物理連接，由控制系統(tǒng)對(duì)三臺(tái)變頻器分別發(fā)送控制指令，對(duì)三臺(tái)電動(dòng)機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)啟停操作。主電機(jī)即電機(jī)1系統(tǒng)為一階子系統(tǒng)，采用一階線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器設(shè)計(jì)，具體模塊設(shè)計(jì)圖如圖2所示；電機(jī)2的張力1張力控制模塊、電機(jī)3的張力2張力控制模塊為二階子系統(tǒng)，采用二階線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器設(shè)計(jì)，具體模塊設(shè)計(jì)圖如圖3所示；

在Matlab環(huán)境下對(duì)本系統(tǒng)進(jìn)行建模仿真，和目前的單純的線性優(yōu)化自抗擾控制進(jìn)行對(duì)比，得到動(dòng)態(tài)性能仿真對(duì)比圖，如圖4所示，從圖4(a)、(b)進(jìn)行比較可以得知：線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制策略在同等超調(diào)下能夠盡可能地提升系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間，這一點(diǎn)，在張力控制模塊表現(xiàn)更為明顯，對(duì)張力F12，在采用單純的線性優(yōu)化自抗擾控制時(shí)存在較大的啟動(dòng)超調(diào)，上升時(shí)間達(dá)到0.8秒左右，而采用線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制策略的張力F12輸出基本不存在超調(diào)，而且上升時(shí)間比之前的要快0.5秒左右；對(duì)張力F23，采用單純的線性優(yōu)化自抗擾控制器控制時(shí)啟動(dòng)超調(diào)較大，上升時(shí)間達(dá)到1.5秒左右，而采用線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制策略的張力F23輸出基本不存在超調(diào)，而且上升時(shí)間比之前的要快1.4秒左右，綜上知：線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制策略的系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能要明顯好于單純的線性優(yōu)化自抗擾控制策略。

從解耦角度對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真對(duì)比，得到方波跟蹤解耦性能仿真對(duì)比圖，如圖5所示，根據(jù)圖5(a)、(b)展示的對(duì)電機(jī)1方波跟蹤以及解耦情況可以看出：在采用單純的線性優(yōu)化自抗擾控制方法時(shí)，電機(jī)1速度跟蹤波動(dòng)較大，跟蹤穩(wěn)態(tài)誤差在±3r/min左右，而采用線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法時(shí)，電機(jī)1速度跟蹤平穩(wěn)，跟蹤穩(wěn)態(tài)誤差在±0.05r/min以內(nèi)，要明顯地優(yōu)于單純的線性優(yōu)化自抗擾控制，體現(xiàn)了良好的閉環(huán)濾波功能；在電機(jī)1速度從200r/min突增到300r/min時(shí)，采用線性優(yōu)化自抗擾控制方法的張力F12輸出產(chǎn)生了0.1kg左右的上超調(diào)，張力F23輸出產(chǎn)生了0.2kg左右的下超調(diào)；在電機(jī)1速度從300r/min突減到200r/min時(shí)，采用線性優(yōu)化自抗擾控制方法的張力F12輸出產(chǎn)生了0.4kg左右的下超調(diào)，0.2kg左右的上超調(diào)，體現(xiàn)了較好的自抗擾控制的解耦性能。而采用線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法在主電機(jī)速度發(fā)生突變時(shí)，兩張力基本不發(fā)生變化，解耦能力在原有的基礎(chǔ)上得到了進(jìn)一步的加強(qiáng)了，由于對(duì)輸出的濾波左右，使得線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制方法的解耦能力要好于單純的線性優(yōu)化自抗擾控制。

在實(shí)際系統(tǒng)中對(duì)三電機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行電機(jī)1方波解耦實(shí)驗(yàn)測(cè)試，實(shí)驗(yàn)效果對(duì)比圖如圖6所示，從跟蹤的角度來看，線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制下的系統(tǒng)相對(duì)電機(jī)1速度模塊而言，跟蹤方波輸出更平穩(wěn)，對(duì)超調(diào)量存在一定的抑制作用，體現(xiàn)了閉環(huán)濾波的效果；相對(duì)張力控制模塊而言，輸出響應(yīng)速度快，輸出平穩(wěn)，超調(diào)量明顯得到了較好地抑制，與仿真結(jié)果吻合；從解耦性能來看，在電機(jī)1速度突變時(shí)，相當(dāng)于對(duì)電機(jī)2、電機(jī)3的負(fù)載擾動(dòng)發(fā)生了突變，線性優(yōu)化自抗擾控制三電機(jī)同步系統(tǒng)時(shí)，張力受其影響變化不大，體現(xiàn)了自抗擾控制器的良好的解耦性能，而采用線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制系統(tǒng)時(shí)，電機(jī)1速度發(fā)生突變，張力變化更小，恢復(fù)時(shí)間更短，因此，線性優(yōu)化自抗擾復(fù)合卡爾曼濾波器控制下的系統(tǒng)同樣具有良好的解耦性能，由于KALM濾波器的作用，它的解耦性能相比單純的線性優(yōu)化自抗擾要強(qiáng)一些。

本發(fā)明方案所公開的技術(shù)手段不僅限于上述實(shí)施方式所公開的技術(shù)手段，還包括由以上技術(shù)特征任意組合所組成的技術(shù)方案。應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。