專利名稱：起動信號輸出電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種包括變換器電路的起動信號輸出電路，該變換器電路間歇地輸入所傳輸的射頻(RF)信號并輸出檢測信號。
所述檢測信號被定義為一種輸出信號，該輸出信號是根據由檢測器二極管整流且在一持續(xù)時間內產生的的信號而產生的，在所述持續(xù)時間內，由射頻信號的波形的包絡確定的波形的電平(振幅)是基本恒定的電平或是高于或等于基本恒定的電平。同樣，在例如射頻信號(RF)間歇地到達或者所述信號的到達或未到達是周期性的情況下，所述檢測信號的波形同樣是周期性的。根據檢測到射頻信號的包絡以及僅僅在此持續(xù)時間內輸出DC電位的事實，所述檢測信號可以被看作為DC。然而，根據檢測信號隨射頻信號的包絡而變的事實，所述信號還可以被看作為AC電流。在下文中，檢測信號的DC電位是按如上定義的那樣來使用的。
例如與移動通信設備一起使用時，本發(fā)明的起動信號輸出電路是有效的。在將來，期待應用本發(fā)明的產品的領域例如至少包括ETC、智能板、LAN系統(tǒng)、監(jiān)視系統(tǒng)和無密鑰系統(tǒng)領域。
背景技術：
作為利用檢測器二極管來進行檢測的射頻信號檢測技術，例如，如日本專利2561023、日本專利2605827、日本未審專利申請公報NO.4-291167、日本專利3202624和日本未審專利申請公報No.10-56333中公開的隨后公知的技術。上述常規(guī)技術包括例如使用多級放大器電路來檢測檢測信號和執(zhí)行電平確定的這種類型的許多設備。在這種類型的起動信號輸出電路中，由于信號是DC，因而各級都是按直接連接模式來配置的。
然而，例如當配置能夠穩(wěn)定地檢測具有非常低的電平(例如-60dBm)的射頻信號的電路時，所述級的這種直接連接模式的電路配置會產生問題。更具體而言，各級中的放大器中產生的噪聲表明在近DC區(qū)域中為大數值，并且噪聲的直流分量還會到達后續(xù)級的放大器中。這成為射頻信號的錯誤檢測的原因以及抑制靈敏度改善的原因。此外，例如難以將構成各級中的放大器的所有晶體管制成具有相同的特性，使得在各級間可能出現DC電位中的偏移。當所述偏移電位被傳送至后續(xù)級時，例如檢測信號和參考信號的信號電平同樣是偏移的，從而可能出現這樣一種情況，在該情況中，晶體管是飽和的，從而禁止執(zhí)行實際檢測信號的放大。當然，這種現象可能是誤操作的原因。
提出本發(fā)明以解決上述問題。因此，本發(fā)明的一個目的是為了實現具有非常高的靈敏度的起動信號輸出電路，更具體而言，本發(fā)明的主要目的是為了增加例如信噪比和檢測精確度。

發(fā)明內容
為了解決上述問題，本發(fā)明提供了一種起動信號輸出電路，其包括多級形式的多級放大器電路，其中檢測間歇傳輸的射頻信號以由此產生檢測信號，并且根據該檢測信號來輸出表示所述射頻信號已被檢測到的起動信號。所述起動信號輸出電路的特征在于電容器C被串聯地插入在放大器電路的任何一個級間部分中的信號傳送線中，由此提供高通濾波器特性。
所述放大器電路例如包括增大信號電平的類型和將信號與參考信號進行比較的類型，由此在不將輸出電平放大到更高電平的情況下輸出所述信號。所述放大器電路的級數是任意確定的。通常，最前一級中的放大器電路是整流和放大射頻信號的電路，即檢測器/放大器電路。隨后，經過多級的放大器電路，輸出能夠區(qū)分已經接收到射頻信號的事件或尚未接收到射頻信號的事件的起動信號。
根據上面所述的本發(fā)明，由于所述電容器被串聯插入在多級放大器電路的級間部分中的信號線中，從而能夠防止將噪聲的DC分量和近DC區(qū)域中的分量傳送到后續(xù)級。因此，提高了檢測精確度和檢測靈敏度。放大器電路中出現的噪聲的頻率特性包括1/f特性，從而在近DC區(qū)域中發(fā)生高噪聲功率，并且總噪聲功率幾乎是由近DC區(qū)域中的分量來支配的。利用所插入的電容器，近DC區(qū)域中的噪聲分量被截止并且因此未被傳送至后續(xù)級。所以，提高了檢測精確度和檢測靈敏度。
此外，各級中的放大器電路的DC電位的偏移同樣都被截止。因此，可以防止后續(xù)級中的晶體管飽和，并且檢測信號和參考信號的DC電位的傳送被截止，從而防止了錯誤確定。因此，提高了檢測精確度和檢測靈敏度。此外，作為前提，射頻信號是間歇傳輸的信號。同樣，已被整流之后的檢測信號表示射頻信號的包絡，并且即使是當所述包絡的檢測波形偏離時，關于所述包絡的信息也可以被傳送至后續(xù)級。因此，提高了信噪比，從而使得以高精確度和高靈敏度檢測射頻信號成為可能。
在本發(fā)明中，優(yōu)選的是，高通濾波器特性的截止頻率fc可以被設置成低于與間歇傳輸的射頻信號的間歇到來周期T相對應的頻率(＝1/T)。
由此，根據利用間歇傳輸的射頻信號的重復周期(包絡的周期)T的倒數確定的頻率，設置高通濾波器特性的截止頻率。因此，即使利用插入在各級放大器電路的級間部分中的電容器，高于或等于包絡的周期的頻率也可以被傳送至后續(xù)級。因此，雖然用于確定是否存在射頻信號的接收事件的檢測信號被傳送至后續(xù)級，但是截止了主要的噪聲分量的傳送。由此，提高了信噪比，并且能夠提高檢測精確度和檢測靈敏度。
此外，優(yōu)選的是，為期望的截止頻率fc設置電容器C，以便相對于其一輸入端與電容器C相連的放大器電路的輸入阻抗Z，滿足2πfc·C·|Z|≈1。
因此，當根據后續(xù)級中的放大器電路的輸入阻抗Z為期望的截止頻率fc確定電容器C的值時，噪聲分量的傳送能夠確保被截止，并且同時用于確定是否存在射頻信號的接收事件的檢測信號能夠被傳送至后續(xù)級。
可以這樣進行配置，使得通過將流向構成放大器電路的晶體管的偏置電流限制到最小值來向放大器電路提供低通濾波器特性，并且通過利用電容器提供的低通濾波器特性和高通濾波器特性來提供帶通濾波器特性。
由此，高頻信號的傳送被截止。更具體而言，由于非線性特性被用于利用檢測器二極管進行的檢測，因而除高頻包絡信號(基波)外還產生了高次諧波。然而，僅僅利用基波分量或利用基波分量和低次諧波，足以檢測到間歇傳輸的射頻信號的存在與否。同樣，利用被整體配置成僅僅通過基波分量或基波分量和低次諧波的帶通濾波器，例如諧波分量和噪聲分量的傳送同樣被截止，從而更加提高了檢測精確度和檢測靈敏度。
優(yōu)選地，在所述放大器電路中，一種檢測和整流射頻信號的最初級中的放大器電路，包括檢測器二極管，其檢測射頻信號；差分放大器，其包括差分晶體管對TrL和TrR；和電流鏡電路，其調節(jié)差分放大器的電流，其中作為差分晶體管對中的一個晶體管的TrL的基極電流基本上與流過檢測器二極管中的電流的直流分量相匹配；并且由電流鏡電路將流過差分晶體管對TrL和TrR中的電流的總和調節(jié)為基本上恒定。
在這種情況下，差分放大器的差分晶體管對的偏置電流和偏置電壓是利用流過檢測器二極管中的電流來控制的，而所述電流是電流鏡電路來控制的。因此，能夠向檢測器二極管穩(wěn)定地供給非常低的偏置電流(例如，nA級)，從而增加了對電源電壓下降的抗擾性，并且能夠提高檢測靈敏度。此外，由于信號是通過使用差分放大器來放大的，因而例如對電源電壓的變化和下降的抗擾性得以提高，并且提高了檢測精確度。
還可以這樣進行配置，使得在放大器電路中，用于檢測和整流射頻信號的最初級中的放大器電路還包括倍壓器檢測器電路，并且用于檢測射頻功率的所述檢測器二極管構成倍壓器檢測器電路的一部分。
在這種情況下，由于倍壓器檢測器電路被并入在用于整流和檢測最初級的射頻信號的最初級放大器電路中，因而提高了檢測靈敏度，從而使得能夠有效地提高起動信號輸出電路的信噪比。


圖1是根據第一實施例的起動信號輸出電路200的電路圖；圖2是起動信號輸出電路200的檢測器/放大器電路210的電路圖；圖3是示出倍壓器電路的等效電路的電路圖；圖4是起動信號輸出電路200的放大器電路220的電路圖；圖5A是示出沒有設置電容器C1、C2和C3的放大器電路210的輸出信號Vloutb的示圖；圖5B是示出沒有設置電容器C1、C2和C3的放大器電路220的輸出信號V2outa的示圖；圖6A是示出在接收到射頻信號的情況下以及在未在此后立即接收到射頻信號的情況下的放大器電路220的各個輸入(圖4中的“b”點和“a”點處的電位)的示圖；圖6B是示出放大器電路220的各個輸入信號(圖4中的“b”點和“a”點處的電位)中所含的噪聲的頻率分量的示圖；圖7A是示出在與圖6A中相同時刻下的緩沖器232的輸出V3out的示圖；圖7B是示出緩沖器232的輸出V3out中所含的噪聲的頻率分量的示圖(極小點附近的放大圖)；圖7C是示出緩沖器232的輸出V3out中所含的噪聲的頻率分量的示圖；圖8A是示出放大器電路220的輸入信號的示圖，用于以直觀方式來表示依照圖6的信噪比；圖8B是示出緩沖器232的輸出信號V3out的示圖，用于以直觀方式來表示依照圖7的信噪比。
發(fā)明詳述下面，將描述本發(fā)明的實施例。然而，本發(fā)明不限于如下所述的個體實施例。
(第一實施例)圖1是根據第一實施例的起動信號輸出電路200的電路圖。首先，下面將依照圖1來描述起動信號輸出電路200的整體配置。
電流鏡電路例如由基準晶體管Tr0、負載電阻R0以及輔助晶體管Tr3、Tr9和Tr10構成。負載電阻R0用于使基準晶體管Tr0的集電極電流最優(yōu)化。輔助晶體管Tr3、Tr9和Tr10的基極電位與基準晶體管Tr0的基極電位相同，將輔助晶體管Tr3、Tr9和Tr10中流過的電流量調節(jié)成與基準晶體管Tr0中流過的電流量相同。
通過形成集電極和基極的連接(在下文中，所述連接將稱為“二極管連接”)來構成二極管。因此，檢測器/放大器電路210的檢測器二極管是由晶體管Tr4構成的。利用晶體管Tr5、匹配電路MC中的電容器、A點上的電容器Ca以及晶體管Tr1和Tr3的阻抗分量、晶體管Tr4形成了倍壓器檢測器電路。也就是說，晶體管Tr4提供了倍壓器整流操作。晶體管Tr1對應于本發(fā)明的差分晶體管對中的TrL。
電容器C1和C2被分別串聯插入在具有檢測器二極管的檢測器/放大器電路210與下一級中的放大器電路220之間的信號傳送線中。放大器電路220采用了與檢測器/放大器電路210的電路結構相同的電路結構。同樣，電容器C3被串聯插入在放大器電路220與下一級中的緩沖器232之間的級間信號傳送線中。各級間電容器(C1、C2和C3)的每一個的電容值都是20pF。
插入在數字轉換器電路230的前一級中的緩沖器232具有眾所周知的緩沖放大器的電路結構，并且提供了兩種操作—電平移位操作以及防止數字轉換器電路的CMOS的柵極不穩(wěn)定的功能。利用數字轉換器電路230的CMOS將表示接收射頻信號的事件存在與否的信號整形為矩形波，并且最后被輸出作為起動信號。
下面，將詳細描述檢測器/放大器電路210。圖2示出了起動信號輸出電路200的檢測器/放大器電路210的電路圖。用于有效地輸入射頻信號的匹配電路MC連接到第一端子側，該第一端子側用于輸入檢測器二極管(Tr4)的射頻信號。所述匹配電路MC具有眾所周知的結構，從而可以采用除所示結構以外的眾所周知的結構。圖2中所示的匹配電路MC包括從RF輸入端串聯插入在射頻信號的傳送線中的電容器C00；其一端連接于電容器C00的輸出端而另一端接地的電容器C0；其一端連接于電容器C00的輸出端而另一端未接地的半開短截線SH；和連接于電容器C00的輸出端并且串聯插入在上述傳送線中的短截線S，其中短截線S的另一端的作用相當于匹配電路MC的輸出端。
由電阻器R00和R01以及晶體管Tr00形成的等效負載電阻器R0與基準晶體管Tr0的串聯連接被設置在電源Vcc與接地端之間。此外，晶體管TR3與由作為晶體管Tr3的負載的晶體管Tr1和Tr2構成的差分放大器的串聯連接被設置在電源Vcc與接地端之間。
由晶體管的二極管連接形成的檢測器二極管Tr4的發(fā)射極連接到晶體管Tr1(差分晶體管對中的TrL)的基極。檢測器二極管Tr4的集電極通過由二極管連接形成的晶體管Tr5而連接到電源Vcc。同樣，由晶體管的二極管連接形成的非檢測器二極管Tr6的發(fā)射極連接到晶體管Tr2(差分晶體管對中的TrR)的基極。非檢測器二極管Tr6的集電極通過由二極管連接形成的晶體管Tr7連接到電源Vcc。濾波電容器Ca被設置在差分晶體管對(Tr1、Tr2)的基極端(A點)與接地端之間。
圖3示出了在本實施例中使用的倍壓器檢測器電路的等效電路。所述倍壓器檢測器電路是由匹配電路MC的電容器C00、二極管Tr4和Tr5、電容器Cb以及由晶體管Tr1形成的電阻器Tr1構成，其中二極管Tr4和Tr5由每一個都是由二極管連接形成的晶體管Tr4和Tr5形成。當輸入端的信號電壓為負半周期時，給二極管Tr5加電壓，由此將電容器C00充電為附圖中所示的極性，直到輸入信號的最大值Vm。在輸入信號的下一個正半周期期間，不給二極管Tr5加電壓，而是給二極管Tr4(檢測器二極管)加電壓。在這種情況下，由于增加了充給電容器C00的電壓Vm，所以電容器Cb的端電壓被充電到約2Vm。因此，利用正在使用的倍壓器檢測器電路，提高了信噪比，從而使得能夠進一步提高接收靈敏度。
在下文中，將在圖2中更詳細地描述檢測器/放大器電路210的操作。依照電流鏡電路的操作，確?；鶞孰娏鱅ref(＝Tr0的集電極電流)和相關電流Id(＝Tr3的集電極電流)基本上彼此相匹配。更具體而言，由于晶體管Tr0和Tr3的偏置電壓彼此相等，因而在不考慮其負載的情況下，分別流過這兩個晶體管中的各個電流量基本上彼此相匹配。利用通過使用電阻器R0來控制在μA數量級上的電流Id，晶體管Tr1的基極電流Idia、晶體管的基極電流Idib等等相對于晶體管1的電流放大系數β而變?yōu)镮d/β。因此，由于晶體管Tr1、Tr2的基極電流不可避免地獲得數量級為幾十nA的值，所以能夠向差分晶體管對(Tr1、Tr2)供給低偏置電流。利用這一操作，能夠將檢測器二極管Tr4的偏置電流降低到非常低。因此，抑制了功耗；并且此外，由于能夠有效地使用非線性，因而能夠提高射頻信號的檢測靈敏度。換言之，從晶體管Tr4、Tr6的角度來看，使所述結構變得與具有非常高的負載電阻的結構相等效，所述高負載電阻是通過每個相應晶體管和晶體管Tr1和Tr2之間的達林頓連接而獲得的。
對于使用上述電流鏡電路的電路結構的布置，基準晶體管Tr0的基準電流Iref和相關電流Id的電流量通常變?yōu)楸舜讼嗟?Iref＝Id)。在特定部分中，例如由兩個MOSFET形成的器件M1和M2構成了電流鏡電路，使得分別從其中輸出的電流Ia和電流Ib的電流量變?yōu)楸舜讼嗟取D2中的符號Ic表示差分晶體管對中的Tr2(差分晶體管對中的TrR)的集電極電流。
當經由匹配電路MC輸入射頻信號時，射頻信號是由與檢測器二極管相對應的晶體管Tr4整流后的雙倍電壓，從而增加了A點的電位。結果，流入晶體管Tr1的DC電流Ia增加Δa。此外，電流鏡電路是由構成差分放大器的有效負載的兩個MOSFET(M1和M2)配置而成，使得相對側(M2側)上的電流Ia和電流Ib增加Δa。在這種情況下，滿足以下等式(1)。
Ia＝Ib，Iref＝Id＝Ia+Ic＝常數 (1)在這種情況下，輔助晶體管Tr3的集電極電流Id通常在電流量方面與受上述電流鏡電路的操作影響的電流Iref相等，使得電流Id不增加。此外，由MOSFET制成的元件M1是由二極管連接而形成的，使得即使在射頻信號輸入的情況下，B點的電位也不會變化。這意味著即使在射頻信號輸入的情況下，圖中的電流Vlouta也不會變化。
因此，利用射頻信號的輸入，如上所述，電流Ia、Ib增加Δa，從等式(1)可知，電流Ic降低Δa。因此，隨著射頻信號輸入出現，圖中的Vloutb增加2Δa。換句話說，隨著射頻信號輸入出現，C點的電位升高以使Vloutb增加2Δa。這是檢測器/放大器電路210的工作原理。
更具體而言，根據上述的電路結構，例如根據檢測器二極管Tr4的DC電位(陰極端電位)與非檢測器二極管Tr6的DC電位(陰極端電位)之間的差值能有效而精確地檢測到期望的射頻信號。此外，根據所述結構，即使在電源電位Vcc已經降低時，差分放大器的差分晶體管對(Tr1和Tr2)的兩個偏置電位也會以良好的平衡降低。這使得可以防止出現其中輸出電位的差值((檢測器側DC)-(基準DC))的符號由于電源電位的降低而不合理地反向的不便情形。因此，所述操作允許它有效地防止因電源電壓的漂移而造成的檢測錯誤。
現在，將在下文中描述放大器電路220。圖4示出了起動信號輸出電路200的放大器電路220的電路圖。所述電路結構具有與檢測器/放大器電路210基本相同的結構，并且由此提供了與檢測器/放大器電路210基本相同的放大操作。同樣，位于構成放大器電路220的差分晶體管對中的一個的晶體管Tr8的基極端子上的B點的偏置電壓被最優(yōu)化在約1.8V到約1.9V的范圍內，類似于檢測器/放大器電路210的晶體管Tr1的A點的偏置電壓。因此，晶體管Tr8的增益被設置為高，類似于晶體管Tr1的增益。本發(fā)明的特征在于向連接于各晶體管Tr8和Tr9的基極的信號線提供電容器C1和C2。
通過使用模擬器，來計算從B點穩(wěn)定地流到晶體管Tr8的DC電流iB。結果是，9.26nA的電流被驗證。此時b點的電位為1.87V。因此，放大器電路220的輸入阻抗|Z|為201.9MΩ。
如上所述，在用C1來表示圖4中的級間電容器C1的電容值時，C1＝20pF。在這種情況下，根據電路理論，放大器電路220的輸入阻抗|Z|和由電容器C1構成的高通濾波器的截止頻率fc滿足以下等式(2)。
2πfc·C·|Z|≈1，∴ fc＝39.4[Hz] (2)因此，高通濾波器被形成為具有非常窄的頻帶的濾波器，以用于僅僅截止近DC信號。圖5A示出了未設置電容器C1和C2的檢測器/放大器電路210的輸出信號Vloutb的噪聲頻率分析結果。從圖中可以清楚地看出，可以理解的是，噪聲具有42nV的DC電壓，并且大部分的噪聲分量都是20Hz或者更低。因此，利用電容器C1，當從輸出信號Vloutb中截止0到39.4[Hz]的信號時，能夠非常有效地除去噪聲分量，所以能夠提高信噪比。
圖5B示出了未設置電容器C1和C2的放大器電路220的輸出信號V2outa的噪聲頻率分析結果。從圖中可以清楚地看出，可以理解的是，噪聲具有19μV的DC電壓，并且大部分的噪聲分量都是20Hz或者更低。因此，利用電容器C3，當從輸出信號V2outa中截止0到39.4[Hz]的信號時，能夠非常有效地除去噪聲分量，所以能夠提高信噪比。
因此，利用在放大器電路的級間部分中設置的電容器，能夠防止噪聲被傳送至后續(xù)級。所以，在各級的放大器電路中，例如能夠在其中噪聲被降低至非常低的電平的狀態(tài)下確定振幅和信號電平。因此，由于信號電平中的誤差沒有被傳送至后續(xù)級，因而起動信號輸出電路具有非常高的檢測精確度和靈敏度。
此外，假定相對于與射頻信號的到來周期T相對應的頻率(fA≡1/T)，能夠保證關系式“fc≤fA”或“fc＜fA”成立。在這種情況下，在除去了諸如閃爍噪聲和DC偏移量之類的低頻率噪聲時，通過整流射頻信號而形成的檢測信號能夠被有效地傳送和放大。
通過模擬實驗來驗證上述操作，并且將在下文中描述所述驗證。執(zhí)行模擬實驗，以驗證相對于起動信號輸出電路200中的預期閃爍噪聲可獲得的信噪比的電平。所述模擬實驗是在以下條件下進行的。
(1)電源(a)電源電壓3.0V(DC)(b)電源電流18μA(2)射頻信號(a)頻率5.8GHz(b)功率-60dBm(c)輸入波形經過ASK調制后的波形(d)輸入時間781μsec(e)輸入周期T2.343msec(f)1/T426.8Hz(39.4Hz＝fc)圖6A是示出在已經通過電容器C1之后的各個輸入(圖4中的b點)的示圖；而圖6B是示出在已經通過電容器C1之后的輸入信號Vloutb(圖4中的b點)的電位上的噪聲頻率分量的示圖。圖7A是示出緩沖器232的輸出(數字轉換器電路230的輸入)V3out的示圖；而圖7B和7C中的每一個都是示出輸出V3out中所包含的噪聲頻率分量的示圖。
從圖5A和6B之間的比較結果可以清楚地看出，可以理解的是，低于150Hz的噪聲分量已被顯著地消除。此外，從圖5B和7B之間的比較結果可以清楚地看出，可以理解的是，輸入信號V3out中出現的低于300Hz的噪聲分量已被顯著地消除。這歸功于將電容器C1、C2和C3插入在多級放大器電路的級間部分中的結構的效果。
圖8A示出了根據圖6B的輸入信號和圖6B的噪聲頻率分量表示的信號波形，從而以直觀的方式表明了關于放大器電路220的輸入信號(圖1的b點)的信噪比。圖8B示出了根據圖7A的輸出信號以及圖7B和7C的噪聲頻率分量表示的信號波形，從而直觀地表明了關于緩沖器232的輸出信號(V3out)的信噪比。根據模擬結果，可以理解的是能夠在放大器電路的各個級間部分中獲得相對于檢測信號的電平而言基本上無噪聲的信噪比。
因此，根據本發(fā)明，通過利用各個插入的級間電容器(例如，C1、C2、C3)，能夠消除各個放大器電路中存在的DC偏移量。此外，根據作為整個電路產生的帶通濾波器的作用，能夠提高設備(起動信號輸出電路)的信噪比。此外，由于補償效應用于在構成所述電路各元件特性中的驗證，所以本發(fā)明在起動信號輸出電路200的批量生產中提高成品率而言也同樣有效。
本實施例中的檢測器/放大器電路210、放大器電路220、緩沖器232和數字轉換器電路230對應于權利要求中所述的多級放大器電路。各個放大器電路例如包括電平轉換、電平比較和電平確定，其不具有放大操作。
(其它實施例)本發(fā)明不限于上述實施例，而是可以利用包括如下所述修改的其它實施例來加以實施。即使利用這種修改和更改，也能夠根據本發(fā)明的操作來獲得本發(fā)明的優(yōu)點。
從靈敏度提高的角度來看，盡管優(yōu)選地使用倍壓器電路，但是根據本發(fā)明，即使沒有所述電路也可以提高靈敏度、檢測精確度等等。放大器電路220可以是用于確定關于檢測信號和基準信號的電平的高/低關系的確定電路。盡管同樣從提高靈敏度和檢測精確度的角度來看，優(yōu)選地在檢測器/放大器電路210中使用了差分放大器，但是即使沒有使用所述差分放大器，也可以提高靈敏度和檢測精確度。
工業(yè)實用性本發(fā)明的技術領域是基于現有的日本無線電法的，并且因此符合該法的技術規(guī)范。所以，可以設想的是取決于與例如國家、地區(qū)或時間相關聯的涉及無線電的控制法上的差異或變化，存在其它的適應領域。
然而，存在這樣的變化，即本發(fā)明涉及起動信號輸出電路，其包括輸入具有特定頻率的射頻信號(RF)并輸出DC電位(DC)的RF/DC變頻器電路。因此，本發(fā)明可用于其它任意的修改，因為它們在其應用的條件下遵循控制法。
權利要求
1.一種起動信號輸出電路，包括多級形式的多級放大器電路，其中檢測間歇傳輸的射頻信號以由此產生檢測信號，并且根據所述檢測信號輸出表示所述射頻信號已被檢測到的起動信號，其特征在于電容器C被串聯地插入在所述放大器電路的任何一個級間部分中的信號傳送線中，由此提供高通濾波器特性。
2.根據權利要求1所述的起動信號輸出電路，其特征在于所述高通濾波器特性的截止頻率fc被設成低于與所述間歇傳輸的射頻信號的間歇到來周期T相對應的頻率(＝1/T)。
3.根據權利要求2所述的起動信號輸出電路，其特征在于為期望的截止頻率fc設置電容器C，以使相對于其輸入側與所述電容器C相連的所述放大器電路的輸入阻抗Z，滿足2πfc·C·|Z|≈1。
4.根據權利要求1-3中任何一個所述的起動信號輸出電路，其特征在于通過將流向構成所述放大器電路的晶體管的偏置電流限制到最小值來向所述放大器電路提供低通濾波器特性，并且通過利用電容器提供的低通濾波器特性和高通濾波器特性來提供帶通濾波器特性。
5.根據權利要求1-4中任何一個所述的起動信號輸出電路，其特征在于在所述放大器電路中，用于檢測和整流射頻信號的最初級中的放大器電路包括檢測器二極管，用于檢測所述射頻信號；差分放大器，其包括差分晶體管對TrL和TrR；和電流鏡電路，用于調節(jié)所述差分放大器的電流，其中作為所述差分晶體管對中的一個的TrL的基極電流基本上與流過所述檢測器二極管的電流的直流分量相匹配，并且由所述電流鏡電路將流過所述差分晶體管對TrL和TrR的電流的總量調節(jié)成基本上恒定。
6.根據權利要求1-5中任何一個所述的起動信號輸出電路，其特征在于在所述放大器電路中，用于檢測和整流所述射頻信號的最初級中的所述放大器電路還包括倍壓器檢測器電路，并且用于檢測所述射頻信號的所述檢測器二極管構成所述倍壓器檢測器電路的一部分。
全文摘要
利用插入在多級放大器電路的級間部分中的電容器C，由電容器C以及下一級中的放大器電路的輸入阻抗|Z|來形成高通濾波器。因此，低于截止頻率fc的頻率分量被截止，并且由此不會被傳送至后續(xù)級。然而，高于或等于由間歇傳輸的射頻信號的包絡確定的基波分量的射頻分量能夠被傳送。因此，DC偏移電位的傳送能夠被截止，并且能夠有效地截止DC或近DC區(qū)域中具有大功率的諸如閃爍噪聲之類的噪聲。由此，能夠提高信噪比、檢測靈敏度和檢測精確度。
文檔編號H03F3/189GK1868131SQ200480030219
公開日2006年11月22日 申請日期2004年12月15日 優(yōu)先權日2003年12月17日
發(fā)明者加后義行, 田中幸臣, 遠藤和彥, 宇田尚典, 林宏明 申請人:株式會社電裝