具有主dac反饋延遲的量化噪聲耦合δ-σadc的制作方法
【專利說明】具有主DAC反饋延遲的量化噪聲輔合A-IADC
[0001] 巧關(guān)申請案
[0002] 本申請案主張2013年6月12日申請的共同擁有的第61/834, 207號美國臨時專 利申請案的優(yōu)先權(quán)；且所述臨時專利申請案特此為了所有目的W引用的方式并入本文中。
技術(shù)領(lǐng)域
[0003] 本發(fā)明設(shè)及A-S調(diào)制器，尤其設(shè)及量化噪聲禪合A-SADC。
【背景技術(shù)】
[0004]在I邸EJSSC論文參考（"具有1. 9MHzBW及-98地T皿的 8.ImW、82地A-XADC(An 8.ImW, 82地Delta-SigmaADCwith1.9MHzBWand-98地T皿），作者K.Lee、M.R-Miller 及G.C.Temes")中，介紹具有量化噪聲禪合（QNC)的A-X模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC)。量化噪 聲禪合為主要用在數(shù)字域中的截斷誤差反饋的模擬域換位。其思想是由ADC的量化器產(chǎn)生 的量化噪聲誤差被記憶及反饋到量化器輸入，使得此誤差被積分到下一個樣本處理。圖1 展示如何實現(xiàn)此種情況的相應(yīng)實例的框圖。舉例來說，圖1展示通過將模擬樣本與實際經(jīng) 轉(zhuǎn)換的數(shù)字樣本的相應(yīng)值相減且將其存儲用于下一個樣本（其中從輸入值減去此誤差）而 處理模擬樣本與實際經(jīng)轉(zhuǎn)換的數(shù)字樣本之間的差。運就導(dǎo)致用在數(shù)字濾波中的截斷誤差反 饋換位到模擬域。因此，量化誤差存儲在存儲器中，W便不丟失任何信息且確保將此信息恰 當?shù)胤e分到下一個樣本。運進一步意味著對量化噪聲的噪聲整形且因此意味著更好的信號 對量化噪聲比（SNQR)。導(dǎo)致好得多的信號對量化噪聲比的原因是由量化器產(chǎn)生的誤差沒有 在每一樣本處丟失，而是在每一樣本處被重新積分到信號W量化。表1展示取決于經(jīng)選擇 的過采樣率（OSR)的常規(guī)X-AADC與使用量化噪聲禪合（QNC)的經(jīng)改進X-AADC之間的 差異。
[0008] 已在前述的參考文章中描述此量化噪聲禪合的實施方案，且所述實施方案使用前 饋求和放大器（經(jīng)常在A-XADC中使用前饋求和放大器W提供低失真轉(zhuǎn)移函數(shù)）。通過 在放大器的反饋上添加處于兵鳥模式的多個電容器，且通過添加相位來控制運些電容器， 實現(xiàn)量化誤差反饋。此實施方案需要額外電容器及控制相位W及額外數(shù)/模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C) (在此額外DAC的輸入處的信號具有額外延遲）（參見參考文章的圖2)。
[0009] 此實施方案可為繁瑣的且不適于需要兩個相位來處理DAC輸出的DAC實施方案 (如在共同擁有的第7, 102, 558號美國專利中所描述的5級DAC，所述專利特此為了所有 目的W引用的方式并入本文中）。圖8展示根據(jù)第7, 102, 558號美國專利的DAC相關(guān)部分 及積分器（其能夠產(chǎn)生5個不同的電壓電平）的電路圖。如圖8中所展示，描繪用于五級 反饋數(shù)/模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C)的電容器切換陣列及差分放大器的示意性電路圖。所述五級反饋 DAC(通常由數(shù)字100表示）包括切換序列，所述切換序列在差分電荷轉(zhuǎn)移的兩個相位（預(yù) 充電+轉(zhuǎn)移）期間產(chǎn)生五個等間隔的電荷量。因此，五個等距分布的電荷電平可為C*VREF、 C*VREF/2、0、-OVREF/2 及-OVREF。參考電壓（VREF=VREFP-VREFM)充電電路通常由數(shù) 字102表示，且包括轉(zhuǎn)移參考電容器132a及13化W及開關(guān)112、114及116。特定示范性 實施例的剩余部分包括電壓輸入電容器130a及13化、開關(guān)104、106、108及110W及差分 運算放大器150 (其具有反饋采樣電容器134a及134b)。開關(guān)108a及108b可設(shè)及共模操 作，且開關(guān)108c可設(shè)及差分信號操作。
[0010]VREFP及VREFM表示在差分參考輸入端子處的電壓。參考電壓VREF= VREFP-VREFM。VINP及VI醒表示在差分輸入信號端子處的電壓。輸入信號電壓VIN= VINP-VI醒。轉(zhuǎn)移參考電容器132a及132b可等于C/2。輸入采樣電容器130a及13化可等 于A*C/2。反饋電容器134a及134b可等于C。輸入電壓為：VIN=VINP-VI醒，且輸出電壓 為VOUT=V0UTP-V0UTM。所展示的電路的增益為A。 W11] 在圖9a到9e中展示針對運五個電平的切換序列。開關(guān)104到116的切換序列 用W獲得圖8中所說明的特定示范性電路的五個等距分布的電荷電平OVREF、OVREF/2、 0、-C*VR邸/2及-OVREF。"1"邏輯電平描繪在閉合位置中的相應(yīng)開關(guān)，且"0"邏輯電平描 繪在斷開位置中的相應(yīng)開關(guān)。圖9a到9e進一步說明開關(guān)104到116之間的非重疊延遲W 便防止輸入之間的短路且確保連接到求和節(jié)點的開關(guān)總是第一個斷開。開關(guān)104到116在 時間202與時間204之間全部斷開（關(guān)閉-邏輯0)。時間202表示轉(zhuǎn)移參考電容器132a 及13化的充電相位的結(jié)束，及在輸入電容器130a及13化上的經(jīng)采樣VIN電荷。時間204 表示在轉(zhuǎn)移參考電容器132a及13化上的電荷的轉(zhuǎn)移相位的開始。
[0012] 為實現(xiàn)更好可讀性，圖2展示根據(jù)W上提及的文章的單端實施方案。然而，實際實 施方案將是全差分的。如可見，此實施方案需要額外的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C)、用于DAC輸入 的額外經(jīng)延遲信號及在求和放大器中的復(fù)雜的兵鳥反饋電容器網(wǎng)絡(luò)，其如所提及的實施起 來繁瑣，運是由于其需要額外相位W及在運算放大器的反饋中的許多額外開關(guān)。圖2展示 所述相位被分成奇數(shù)相位與偶數(shù)相位。
[001引如圖2中的電路圖及相關(guān)聯(lián)的表中所展示的此常規(guī)實施例中，量化發(fā)生在相位Pl的末端，量化反饋DAC在下一個相位Pl中采樣且在下一個相位P2中轉(zhuǎn)移，具有一個樣本延 遲；而主DAC在相同樣本的相位P2中采樣且在下一個樣本的相位Pl中轉(zhuǎn)移，不具有延遲。 因此，此常規(guī)概念需要不可取的復(fù)雜實施方案。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0014] 因此存在對量化噪聲禪合的更簡單的實施方案的需要，代價是稍微修改信號轉(zhuǎn)移 函數(shù)，如果在A-SADC中使用大過采樣率（0SR)，那么信號轉(zhuǎn)移函數(shù)的修改為非常小的。
[0015] 根據(jù)實施例，A-X調(diào)制器可包括：第一求和點，其從輸入信號減去第一反饋信號 且將結(jié)果轉(zhuǎn)發(fā)到轉(zhuǎn)移函數(shù)；第二求和點，其將來自所述轉(zhuǎn)移函數(shù)的輸出信號添加到所述輸 入信號且減去第二反饋信號；第一積分器，其從所述第二求和點接收輸出信號；量化器，其 從所述積分器接收輸出信號且產(chǎn)生輸出位流；及數(shù)/模轉(zhuǎn)換器，其接收所述位流，其中所述 第一及第二反饋信號是由單樣本延遲延遲的來自所述數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的輸出信號。
[0016] 根據(jù)A-S調(diào)制器的另一實施例，所述A-S調(diào)制器可使用充電相位及轉(zhuǎn)移相位 來操作，且在所述轉(zhuǎn)移相位中執(zhí)行量化。根據(jù)A-S調(diào)制器的另一實施例，所述數(shù)/模轉(zhuǎn) 換器值A(chǔ)C)可由兩個電荷轉(zhuǎn)移DAC來實施，所述兩個電荷轉(zhuǎn)移DAC各自經(jīng)配置W將所產(chǎn)生 的模擬反饋信號延遲一個樣本。根據(jù)A-X調(diào)制器的另一實施例，所述A-X調(diào)制器可被 過采樣。根據(jù)A-X調(diào)制器的另一實施例，所述A-X調(diào)制器可為n階、多回路或多位調(diào)制 器。根據(jù)A-X調(diào)制器的另一實施例，所述轉(zhuǎn)移函數(shù)可由第二積分器提供，所述第二積分器 產(chǎn)生輸出信號，所述輸出信號被饋送到第一放大器W經(jīng)由第二放大器饋送到第=積分器， 其中所述第=積分器的輸出信號由第=放大器放大，所述第=放大器的輸出信號被添加到 所述第一放大器的輸出信號。根據(jù)A-X調(diào)制器的另一實施例，所述量化器可為n級多位 可變分辨率量化器。根據(jù)A-S調(diào)制器的另一實施例，充電相位可與隨后的轉(zhuǎn)移相位不重 疊。根據(jù)A-X調(diào)制器的另一實施例，所述A-X調(diào)制器可進一步包括在所述轉(zhuǎn)移相位的末 端產(chǎn)生且用W鎖存用于所述量化器的信號的鎖存信號。根據(jù)A-S調(diào)制器的另一實施例， 求和點可由與至少第一電容器及第二電容器的第一端子連接的節(jié)點來實施，其中所述第一 及第二電容器的第二端子接收待經(jīng)由相應(yīng)開關(guān)添加的電荷。根據(jù)A-S調(diào)制器的另一實施 例，所述數(shù)/模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C)可為后面跟著單樣本延遲的單電壓DAC，其中所述單樣本延遲 的輸出與所述第一及第二求和點禪合。
[0017] 根據(jù)另一實施例，一種用于操作A-X調(diào)制器的方法可包括：從輸入信號減去第 一反饋信號且將結(jié)果轉(zhuǎn)發(fā)到轉(zhuǎn)移函數(shù)；將來自所述轉(zhuǎn)移函數(shù)的輸出信號添加到所述輸入信 號且減去第二反饋信號并且積分所得輸出信號；量化所述經(jīng)積分的信號且產(chǎn)生輸出位流； W及將所述位流轉(zhuǎn)換成模擬信號且由單樣本延遲來延遲所述模擬信號W提供所述第一及 第二反饋信號。
[0018] 根據(jù)所述方法的另一實施例，可使用充電相位及轉(zhuǎn)移相位來執(zhí)行所述方法，且在 所述轉(zhuǎn)移相位中執(zhí)行量化。根據(jù)所述方法的另一實施例，數(shù)/模轉(zhuǎn)換可由兩個電荷轉(zhuǎn)移數(shù) /模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C)來實施，所述兩個電荷轉(zhuǎn)移數(shù)/模轉(zhuǎn)換器值A(chǔ)C)各自經(jīng)配置W將所產(chǎn)生 的模擬反饋信號延遲一個樣本。根據(jù)所述方法的另一實施例，所述A-X調(diào)制器可被過采 樣。根據(jù)所述方法的另一實施例，量化器可為n級多位可變分辨率量化器。根據(jù)所述方法 的另一實施例，所述轉(zhuǎn)移函數(shù)可由第二積分器提供，所述第二積分器產(chǎn)生輸出信號，所述輸 出信號被饋送到第一放大器W經(jīng)由第二放大器饋送到第=積分器，其中所述第=積分器的 輸