專利名稱：多載波調(diào)制系統(tǒng)中使用的均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及均衡，更具體地，涉及在多載波調(diào)制系統(tǒng)中使用的均衡器。
背景和發(fā)明概要非對稱高速數(shù)字用戶線(ADSL)和甚高速數(shù)字用戶線(VDSL)是允許以非常高的速率(例如，高達52Mbit/s)在通信線路上傳輸數(shù)據(jù)的近代通信系統(tǒng)的例子。高速數(shù)據(jù)應(yīng)用項的一個例子是按要求的視頻點播。在頻帶受限制的信道上的高速數(shù)據(jù)傳輸可以通過使用基于DMT的數(shù)字通信系統(tǒng)來完成。DMT調(diào)制解調(diào)器遵循通過把發(fā)送數(shù)據(jù)分成幾個交織的比特流以及使用這些比特流來調(diào)制幾個載波而進行數(shù)據(jù)發(fā)送的一般原理。
在高速數(shù)據(jù)率通信系統(tǒng)中的重大的限制是符號間干擾(ISI)。補償DMT系統(tǒng)中的ISI的一個方法是把循環(huán)前綴(保護時間)加到每個發(fā)送的DMT符號的開始部分。不幸地，在增加前綴長度從而減小ISI的同時，它也降低有效的數(shù)據(jù)速率。克服ISI的另一個方法是在接收機處采用均衡器，但許多均衡器需要相當大的和隨時進行的計算的“附加開銷”。所以要求保持循環(huán)前綴長度盡可能小，以及仍然要求通過使用一種不需要復(fù)雜的和隨時進行的計算的均衡技術(shù)來補償ISI。
對于本申請來說，均衡是對于由通信信道引起的ISI的校正或補償處理。在實際的通信中，信道的頻率響應(yīng)是未知的。因此，均衡器是通過使用多個必須根據(jù)信道的信號影響特性的測量結(jié)果進行調(diào)整的參量來進行設(shè)計的。
具有間隔為T秒的抽頭的延時線的橫向濾波器(其中T是采樣間隔以及fs=1/T是在接收機中的采樣速率)是對于均衡器的通常的選擇。濾波器抽頭的輸出被乘以濾波器系數(shù)、被相加、和被饋送到判決裝置。抽頭系數(shù)相應(yīng)于信道參量，它在某種程度上代表信道的“模型”。如果系數(shù)被正確地選擇，則均衡器能大大地衰減或?qū)嶋H上去除掉來自在時間上與想要的符號相鄰的符號的干擾。系數(shù)值的選擇典型地是基于使峰值失真最小化或均方失真最小化。這樣地選擇系數(shù)，使得均衡器輸出在想要的脈沖的任一側(cè)在N個采樣點處趨向于零。
通常有兩種自動均衡類型。第一種均衡方法發(fā)送訓(xùn)練序列，并且在接收機中把它與本地產(chǎn)生的、或在另一種情況下是已知的訓(xùn)練序列進行比較。兩個序列之間的差值被使用來設(shè)定均衡器濾波系數(shù)。在第二種方法(通常稱為自適應(yīng)均衡)中，系數(shù)直接從發(fā)送的數(shù)據(jù)被連續(xù)地和自動地調(diào)整。自適應(yīng)均衡的缺點是在連續(xù)地更新濾波器系數(shù)以使得信道模型適合于當前信道條件時在計算上的“花費”。采用自適應(yīng)算法(諸如最小均方(LMS)或遞歸最小平方(RLS))的均衡器系數(shù)計算方法在計算上是很不經(jīng)濟的。對于高數(shù)據(jù)率通信系統(tǒng)的非常高的采樣率，這種均衡器濾波系數(shù)的連續(xù)LMS更新是特別不經(jīng)濟的。
本發(fā)明尋求減小計算成本和循環(huán)擴展、而同時通過使用短長度的均衡器來有效地均衡接收信號從而補償ISI。對于許多通信應(yīng)用項，諸如VDSL和ADSL，通信信道在特定的傳輸期間并不改變太大。在相對較“恒定”的信道條件的情況下，希望能夠在消息被發(fā)送以前在初始訓(xùn)練序列期間估計信道系數(shù)，而此后在傳輸期間不調(diào)整濾波器系數(shù)值。當然，在傳輸期間可能必須監(jiān)視信道質(zhì)量，以及如果信道質(zhì)量降低到低于某個門限值，則均衡器系數(shù)被更新。
本發(fā)明提供了用于在時域上確定用于均衡器的均衡器系數(shù)的最佳程序，其中均衡器可以補償由于經(jīng)過信道而造成失真的接收信號。在通信信道上傳輸一個單位脈沖，以及從接收的信號中來估計信道脈沖響應(yīng)。通過與想要的脈沖響應(yīng)信號相比較，成本函數(shù)確定與非均衡的脈沖響應(yīng)有關(guān)的均方誤差。成本函數(shù)的數(shù)值根據(jù)估計的信道脈沖響應(yīng)與已均衡的信道脈沖響應(yīng)之間的偏移值而變化。對于不同的偏移確定成本函數(shù)的數(shù)值，以及選擇產(chǎn)生最小成本函數(shù)值(相應(yīng)于最小均方誤差)的偏移。然后，通過使用選擇的偏移和確定的成本函數(shù)來計算最佳均衡器系數(shù)。
在優(yōu)選實施例中，本發(fā)明被應(yīng)用于多載波調(diào)制系統(tǒng)。而且，成本函數(shù)被定義為一個取決于偏移值的克拉考維(krakovian)函數(shù)。該克拉考維函數(shù)包括使用信道脈沖響應(yīng)的第一克拉考維(krakovian)、和使用信道脈沖響應(yīng)的自相關(guān)的第二克拉考維。通過使用第一和第二克拉考維以及所選擇的對應(yīng)于所建立的成本函數(shù)最小值的偏移，最佳均衡器系數(shù)被直接地、一步計算地確定。
通過參照以下的對本發(fā)明的詳細描述和附圖(其中闡述了采用本發(fā)明的原理的示例的實施例)，將更好地了解本發(fā)明的特性和優(yōu)點。
附圖簡述

圖1是顯示基本的現(xiàn)有技術(shù)多載波發(fā)射機、通信信道、和接收機的方框圖；圖2是在概念上顯示頻域上離散多音調(diào)制(DMT)的圖；圖3是描繪其中本發(fā)明可被有利地利用的DMT通信系統(tǒng)的主要部件的方框圖；圖4是顯示按照本發(fā)明的時域均衡器的更詳細的方框圖；圖5是顯示用于設(shè)定按照本發(fā)明的示例的實施例的時域均衡器系數(shù)的程序的流程圖；圖6是顯示歸一化信道脈沖響應(yīng)以及在按照本發(fā)明進行均衡以后的同樣的信道脈沖響應(yīng)作為時間/樣本數(shù)的函數(shù)的圖；圖7是顯示圖6的放大部分的圖；圖8是顯示對于各個偏移值(n0’)的按照本發(fā)明的成本函數(shù)(J)的圖；圖9是顯示通信信道的頻譜和按照本發(fā)明的均衡器的頻譜，和結(jié)果的頻譜的圖；以及圖10是顯示對于各個DMT循環(huán)擴展值的、按照本發(fā)明的DMT接收機中使用的均衡器的信號噪聲比(SNR)的圖。
發(fā)明的詳細描述在以下的說明中，為了解釋而不是限制，闡述了具體細節(jié)，諸如特定的調(diào)制/解調(diào)技術(shù)、應(yīng)用、協(xié)議等等，以便提供對本發(fā)明的透徹的了解。例如，在多載波調(diào)制信號通信系統(tǒng)的環(huán)境下描述了本發(fā)明，其中使用了克拉考維(krakovian)代數(shù)以使得最佳均衡器系數(shù)的計算易于實行。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，本發(fā)明可以以不同于這樣的具體細節(jié)的其它的實施例來實施。在其它的事例中，省略對熟知的方法、協(xié)議、裝置、和電路的詳細描述，以免由不必要的細節(jié)擾亂本發(fā)明的描述。
多載波調(diào)制系統(tǒng)圖1顯示了其中可以利用本發(fā)明的示例的離散多音(DMT)通信系統(tǒng)。在離散多音系統(tǒng)中，通常，輸入比特流首先進行串行到并行的變換。并行的輸出然后被編成相應(yīng)于每個符號的比特數(shù)的N個組比特。各部分比特被分配給每個DMT載波。
更具體地，發(fā)射機10包括串行到并行變換器14、多載波調(diào)制器16和預(yù)發(fā)送處理器18。接收機12包括信道后處理器20、多載波解調(diào)器22和并行到串行變換器24。發(fā)射機和接收機在本例中是通過數(shù)字用戶線(DSL)或其它形式的通信信道26被鏈接的。速率為每秒btotal/Tsymb的串行輸入數(shù)據(jù)被變換器14編組為對于每個多載波符號為btotal個比特的塊，其中符號周期為Tsymb。每個多載波符號中的btotal個比特被使用來在調(diào)制器16中調(diào)制N個分開的載波，其中bi比特調(diào)制第i個載波。
優(yōu)選地，離散富立葉反變換(IDFT)被用作為DMT調(diào)制器，以便對于每個btotal比特的塊產(chǎn)生Ns個時域發(fā)送信號樣本，其中Ns優(yōu)選地等于調(diào)制載波數(shù)的兩倍，即2N。對應(yīng)的多載波解調(diào)器執(zhí)行離散富立葉變換(DFT)，其中bi個比特是從第i個子載波中恢復(fù)的。如圖2所示，DMT系統(tǒng)中的載波或子信道是在N/T Hz的頻帶內(nèi)以1/T Hz間隔開的。多載波發(fā)送和接收的原理的更詳細的討論由J.A.C.Bingham的下面的論文給出“Multicarrier Modulation for Data Transmission:An IdeaWhose Time Has Come(用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)亩噍d波調(diào)制其時代已來臨的想法)”,IEEE Communications Magazine,Vol.28,No.5,pp 5-14,May 1990。
在離散多音調(diào)制系統(tǒng)中，{X0,X1,…,XN-1}是原始的復(fù)數(shù)輸入數(shù)據(jù)符號，{sn}是調(diào)制的數(shù)據(jù)序列(在循環(huán)前綴之前)，{hn}是離散時間信道脈沖響應(yīng)(CIR),{ηn}是加性噪聲序列，{xn}是接收的序列。添加循環(huán)前綴是一種用來消除DST系統(tǒng)中的ISI的離散時間技術(shù)。然而，如在背景部分中所描述的，希望減小前綴的長度以使得數(shù)據(jù)通過量最大，假定接收機均衡器可有效地去除或補償ISI。獨立的調(diào)制和解調(diào)矢量是由以下的通用關(guān)系式給出的IDFT和DFTXk=Σn=02N-1xne-j2πknNk=0,1,...,2N-1---(1)]]>xk=12NΣk=02N-1Xkej2πknNn=0,1...,2N-1---(2)]]>一個帶有用于發(fā)送復(fù)數(shù)信號的N個信道的DMT系統(tǒng)需要2N的DFT尺度，這是因為頻域上強制的厄米特(Hermite)對稱性的要求。厄米特對稱性是必要的，以便于得到時域上的實數(shù)值的樣本。在優(yōu)選實施例中，IDFT和DFT是通過使用IFFT和FFT算法而實施的，該IFFT和FFT算法所使用的一個方法在以下的共同轉(zhuǎn)讓的美國專利申請中揭示，即1997年7月2日提交的、題目為“Method and Apparatus for Efficient Computationof Discrete Fourier Transform and Inverse Discrete FourierTransform(用于有效地計算離散富立葉變換和離散富立葉反變換的方法和裝置)”的美國專利申請序列號No.08/887/467。
圖3是顯示通過信道34連接的基本發(fā)射機30和基本接收機32的原理性工作部件的方框圖。串行數(shù)據(jù)被編組成塊，被變換成并行形式，以及被編碼器合適地編碼。N個工作子信道中的每個子信道包含被分配給該子信道的多個bk比特。在一個DMT符號中的比特的總數(shù)因此是Btotal=Σk=1Nbk---(3)]]>每個N個比特的組被符號映射為二維信號星座。在每個比特塊中的比特數(shù)bk與星座中必要的信號點的數(shù)目之間的關(guān)系被給出為Mk=2bk---(4)]]>星座中的信號點典型地對于bk的偶數(shù)值被排列成直角形圖案，和對于bk的奇數(shù)值被排列成交叉的圖案。假定對于所有的星座使用相同的信號能量，在相鄰的信號點之間的距離隨著星座尺寸增加而減小，導(dǎo)致在相同的信號噪聲比(SNR)時增加的BER(誤碼率)。
來自編碼器的輸出是N個復(fù)數(shù)，每個組比特一個復(fù)數(shù)，然后，把它們饋送到一個用于計算離散富立葉反變換(IDFT)的裝置。輸出是一個實數(shù)序列，可以認為它們是N個以間隔Δf(Δf=fs/N)分開的已調(diào)制的正交載波的疊加。
并行IFFT輸出被變換器40變換回串行數(shù)據(jù)流。數(shù)字調(diào)制的數(shù)據(jù)流被循環(huán)地加前綴，被數(shù)字-模擬變換器(DAC)42變換成模擬形式，在44處被低通濾波，以及在發(fā)送前處理期間被傳送通過分路濾波器和DC隔離變壓器46，以便產(chǎn)生在傳輸信道34上發(fā)送的模擬信號。
在接收機處，接收的模擬信號被傳送通過DC隔離變壓器和低通濾波器48，由模擬-數(shù)字變換器(ADC)50變換成數(shù)字形式，由有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器52進行時域預(yù)均衡化以限制有效的信道存儲，以及在接收后處理期間在變換器54中剝離循環(huán)前綴。結(jié)果所得的數(shù)字信號通過2N FFT運算56而被解調(diào)，以及被變換成并行頻域信號。由于信道的幅度-頻率響應(yīng)和時延-頻率響應(yīng)在整個頻帶內(nèi)不一定是恒定的，所以，接收的信號不同于發(fā)送的信號，以及輸入到頻域均衡器(FEQ)58的并行輸入不同于來自編碼器36的并行輸出。FEQ 58的任務(wù)就是補償這些差別。被均衡的信號然后可以被譯碼器59正確地譯碼和變換回串行形式。理想地，來自譯碼器59的已檢測的輸出串行數(shù)據(jù)是與輸入到編碼器36的輸入串行數(shù)據(jù)相同的。
本發(fā)明的優(yōu)選實施例采用時域均衡器(TEQ)52，它縮短了總的信道脈沖響應(yīng)，從而減小了ISI。本發(fā)明發(fā)現(xiàn)在訓(xùn)練時域均衡器52時的特別有利的應(yīng)用。在訓(xùn)練運行模式期間，開關(guān)51被啟動(例如，通過一個用于控制接收機的通用數(shù)據(jù)處理器)把模擬-數(shù)字變換器50的輸出連接到均衡器濾波器系數(shù)處理器53，后者計算對于特定的通信信道的最佳TEQ系數(shù)值。那些系數(shù)值被使用來設(shè)定均衡器52中的系數(shù)。在訓(xùn)練后，開關(guān)被移動以便把來自ADC的采樣輸出直接連接到均衡器，以便運行在正常均衡模式下。
圖4以更多的細節(jié)顯示了均衡器52。在訓(xùn)練模式下，接收的已采樣的信號xn被路由到均衡器濾波器系數(shù)處理器53，以便按照下面詳細描述的計算程序來計算濾波器系數(shù)TEQ0，TEQ1，…，TEQK-2和TEQK-1。均衡器52實質(zhì)上是一個相應(yīng)于帶有z-1符號抽頭的延時線的橫向濾波器，其中z-1相應(yīng)于采樣時間間隔T。抽頭的信號在相應(yīng)的乘法器中被加權(quán)或被乘以想要的濾波器系數(shù)值TEQ。乘法器的乘積被相加和被作為yn輸出。濾波器系數(shù)可以被表示為矢量TEQn，這些系數(shù)被設(shè)定為使得來自與想要的符號在時間上相鄰的符號的干擾的負面影響最小．通常，用于選擇TEQ系數(shù)的準則是基于使得由這種干擾造成的均方誤差最小化．如上所述，多載波發(fā)射機把輸入數(shù)據(jù)流串一并變換成子符號，這些子符號被加以分布以便調(diào)制那些在符號持續(xù)時間(2N+v)T內(nèi)是正交的載波，其中T表示采樣時問間隔．假定N個子符號分布在2N個載波上并且應(yīng)用厄米特對稱性，即Xmk=(Xm2N～k)*，則在時域上發(fā)送的序列被給出為sn=12NΣm=-∞∞Σk=02N-1Xkme2πjkn2N---(5)]]>其中Xmk是在第m個符號期間由子載波k輸送的子符號，以及引入一個因子1/2N來歸一化總的發(fā)送功率。
完全的信道被認為包括物理信道再加上在該信道的兩端處的發(fā)送和接收電路中執(zhí)行的濾波．信道脈沖響應(yīng)(CIR)假定是線性的。用h(t)表示CIR，以及如果循環(huán)擴展包含v個樣本，則接收的模擬信號被給出為 其中η(t)是具有一側(cè)的頻譜密度N0的加性白色高斯噪聲(AWGN)。
在接收機中，循環(huán)前綴樣本被丟棄，以及對2N個實數(shù)值樣本執(zhí)行FFT(解調(diào))。審視公式(6)，處于最內(nèi)部的求和相應(yīng)于與子載波k有關(guān)的CIR的富立葉系數(shù)。所以，在解調(diào)后，每個符號只需要由一個與信道傳輸函數(shù)(包括相移和衰減)有關(guān)的復(fù)數(shù)系數(shù)來進行校正。替換地，時域上的這種校正可被看作為解調(diào)的序列與復(fù)合信道脈沖響應(yīng)的卷積。
如前所述，信道會造成將嚴重地惡化系統(tǒng)的性能(例如，很差的系統(tǒng)判決)的ISI。信道的色散性可以通過添加上保護時間而被補償。對于DMT系統(tǒng)，每個符號被循環(huán)地擴展(ν個最后的樣本在數(shù)據(jù)塊的開始部分被重復(fù))，以使得輸入序列“看起來是”周期的。再者，循環(huán)擴展的缺點是被降低了的通過量效率，它正比于擴展長度，即，被乘以一個因子2N/(2N+ν)。對于問題嚴重的ISI信道，通過量效率會變成低得不能容忍。增加N或ν，則將會增加計算復(fù)雜性、系統(tǒng)時延、和收發(fā)信機的存儲器需求，所以收發(fā)信機的成本會相當顯著地增加。這個問題在本發(fā)明中是通過使用短長度的、其計算“成本不高的”均衡器。
用于以公式表示均衡器的數(shù)學(xué)原理ISI的完全抑制要求已均衡的信號yn與所發(fā)送的序列sn完全相同，一直達到一個偏移量n0(如下面更詳細地規(guī)定)Yn=γ·Sn-n0(7)其中γ代表任意的定標因子。如果要被發(fā)送的原始的序列Xk是復(fù)數(shù)，則它被重新以公式表示為厄米特對稱序列。為了簡化表示法，代表符號數(shù)目的下標“m”被去除。然后，計算厄米特對稱序列的IDFT(它相應(yīng)于調(diào)制)，從而產(chǎn)生在信道上發(fā)送的實數(shù)信號。然后，接收的信號使用DFT來進行解調(diào)。
所以，按照本發(fā)明的均衡器被設(shè)計成可以確定一個矢量TEQn，以使得當TEQn對已采樣的接收信號xn已進行操作(或濾波)時，所產(chǎn)生的結(jié)果yn(在很大程度上)是原先發(fā)送的序列sn的復(fù)制品，即yn=TEQn_xn(8)通過使用公式(6)來替代xn’得到y(tǒng)n=12NΣm=-∞∞Σn=-v2N-1TEQn⊗h(t-nT-m(2N+v)T)Σk=02N-1Xkme2πjkn2N+ηn′---(9)]]>其中η’是已濾波的外部噪聲，以及符號_表示卷積。
為了使得均衡器完全地抑制ISI，必須滿足以下的關(guān)系TEQn_hn=γ·δ(n-n0)+ηn” (10)其中ηn”代表總的信道脈沖響應(yīng)(CIR)與想要的(理想的)單位脈沖δ(n)的偏差，即由于非理想的均衡引起的誤差。目標是補償CIR(hn)，以使得ηn”減小到零。所以，在不存在噪聲的情況下以及通過使用無限長度的TEQn，在理論上有可能達到ISI的完全抑制．但是，在實際的應(yīng)用項中，均衡器具有有限的長度。假定一個與由信道n0引入的未知的時延有關(guān)的偏移量n’0、信道模型偏差(或信道配合不良)ηn”、以及外部噪聲源ηn’，則平均誤差可以通過使用最小平方原理被最小化趨而向于零。
考查對于使誤差ηn”最小化所必須的有限數(shù)目的均衡器系數(shù)TEQn，假定原始發(fā)送的狄拉克脈沖δ(n)，我們把公式(9)代入到公式(10)，得到 其中ηn”’表示由于非理想地均衡的信道引起的噪聲序列。
如式(9)所描述的，濾波運算包括無限長的序列與有限長的序列的卷積。通過使用克拉考維代數(shù)表示法，式(10)可被重寫為下式 其中下標m1→-n0和m2→∞，h0代表采樣的CIR的第一最大幅度(均衡以前)，γ·τ{0,…,0,1,0,…,0}代表想要的CIR，以及εk是誤差序列，包括已濾波的外部噪聲和由于非理想的信道均衡引起的噪聲，此后稱為觀察誤差ε。
以下是克拉考維代數(shù)的概要和基本描述。克拉考維被定義為一組被排列成m列和n行的長方形矩陣的元素(數(shù)字、符號、或其它克拉考維)，以使得克拉考維具有m×n維?？死季S的元素按照它們的位置被加標號，即按列號和行號。克拉考維代數(shù)與矩陣代數(shù)不同。事實上，克拉考維的某些不同的性質(zhì)在通常的矩陣代數(shù)中是找不到的，它們可被應(yīng)用于優(yōu)選實施例中，以達到在數(shù)據(jù)處理附加開銷上顯著的減小。
在克拉考維代數(shù)中，兩個克拉考維因子a和b的乘積，當它包含克拉考維a和b的各列的交叉乘積的累加時，乘積元素被寫入到乘積列(其列號與第一因子a的列號相同)和乘積行(其行號與第二因子b的列號相同)中pij=Σk=1naikbjk---(13)]]>這樣，克拉考維乘法要求相同數(shù)目的行。如果乘積a·b存在，則乘積b·a總是存在，而且等于a·b的轉(zhuǎn)置。這個定義引出了換算的定律和不同于通常已知的矩陣定律的關(guān)系。
一個被稱為對角線克拉考維的特別的克拉考維，包括在西北-東南對角線上的全部“1”’和在其它位置上的全部“0”，并用希臘字母τ來表示。當克拉考雛τ作為第二被乘數(shù)出現(xiàn)時，它在克拉考維代數(shù)中起到與普通數(shù)的代數(shù)中的單位1的作用。然而，作為第一被乘數(shù)的克拉考維τ產(chǎn)生克拉考維轉(zhuǎn)置。這些陳述可被表示為如下a·τ=a(14)τ·a=τa (15)其中克拉考維的轉(zhuǎn)置的意義和通常的矩陣代數(shù)中一樣(τa)ij=aji(16)克拉考維相乘的次序的改變遵循以下的法則?？死季S關(guān)系定律闡述為a·b·c·d·e·f=a·(e·τd·τc·τb)·f (17)克拉考維分解定律是a·(b·c·d·e)·f=a·τe·τd·τc·b·f (18)克拉考維不滿足某些矩陣代數(shù)關(guān)系，例如(a·b)·c≠a·(b·c) (19)通過對于克拉考維代數(shù)的這些非常簡要的說明，我們回到最佳均衡器濾波系數(shù)的推導(dǎo)。式(12)可以用克拉考維表示法被重寫成更緊湊的形式TEQn·τα=1+ε (20)其中TEQn是包含時域均衡器52的系數(shù)TEQ0,…,TEQK-1的矢量，α是一個包含接收的信道脈沖響應(yīng)(CIR)的樣本的克拉考維，1是表明對于接收的單位脈沖的“最佳”樣本位置的克拉考維矢量，ε是代表觀察誤差的矢量，以及τ表示轉(zhuǎn)置。TEQn的度(degree)滿足K≤n0+m2，因為式(12)代表一個過確定的(over-determined)系統(tǒng)。以下，當根據(jù)上下文就能明白時，省略了對于克拉考維維的描述。
式(20)右端的克拉考維矢量1被有目的地配置成只有一個在偏移位置n0’處的非零元素，其中-n0＜n0’≤m2。矢量1將被稱為“坐標矢量”，因為一個物理的解釋為由通信信道引入的延時。偏移量n0’是在CIR的第一最大峰值和均衡的CIR的峰值之間的采樣時間差值。如下所示，偏移量n0’的選擇影響最小均方誤差。所以，n0’必須被選擇為使得均方誤差最小。
均方誤差可被看作為除在位置n0’處發(fā)送的能量以外的全部輸出能量，以及被確定為相應(yīng)于觀察誤差的平方的成本函數(shù)J(n0’)。J(n0′)={(TEQn⊗hn)-γ·δ(n-n0′)}2---(21)]]>對于多個偏移n0’計算了成本J。當成本函數(shù)J(n0’)達到最小值時，可以得到最佳系數(shù)矢量TEQn(即，最佳濾波系數(shù))。如果方程(21)的解在均方意義上存在，則包含采樣的CIR、hk的克拉考維α必須滿足以下的約束條件。α的平方必須是“肯定確定(positive definite)”的，這意味著(α)2必須能夠被求逆。
通過使用克拉考維代數(shù)，以下的假定和演算在對于最小均方誤差有效地求解方程(21)時是有用的。方程(20)通過使用克拉考維表示法可被表示為TEQ’t·α’=ε(22)其中TEQ’=(TEQ0u)，u=-1，以及α’=(α lno’)。這個假定允許將兩邊進行平方，因為式(22)提供出了“純”形式的誤差，它允許進行對成本函數(shù)J的簡易計算J=(TEQ’·τα’)2=ε2(23)式(23)可以通過使用克拉考維代數(shù)被演算，結(jié)果如下ε2(TEQ’·τα’)2=TEQ’·(α’)2·TEQ’=(TEQ’·τr”)2(24)給定克拉考維α對應(yīng)于CIR，克拉考維(α)2。對應(yīng)于CIR的自相關(guān)(Ac)。眾所周知，自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度是一對富立葉變換。在DMT系統(tǒng)中的接收機解調(diào)器可被用來產(chǎn)生CIR的自相關(guān)。
取式(24)的平方根，從而將能得到TEQ’·τr”=τ{W0…WK-1WK}(25)記住目標是要使得平方誤差最小，該誤差可被表示為ϵ2=Σk=0kwk2=minmum---(26)]]>克拉考維根r”具有由以下的表示法給出的結(jié)構(gòu)r″={0wrρ}---(27)]]>其中r是具有正的對角線項的上三角形(upper triangle)，0表示主對角線以下的零，以及τ{ρw}是r”的最后的列。通過使用以上的表示法，我們從式(25)得出W=WK(29)式(28)總是有解，而不管對W0’…，WK-1的選擇。然而，當下式成立時W0=…=WK-1=0 (30)可以得到以式(26)表示的均方誤差的最小值。
換句話說，w2是ε2的最小可能的值，其中ε2等于對于特定的坐標矢量In’0的成本函數(shù)J(n0’)，它可被表示為min(ε2)=ε2=J(n0’) (31)通過使用這些特性，可計算平方的觀察誤差的和值而不必使用像梯度搜索算法那樣的自適應(yīng)算法。作為替代，可以采用純代數(shù)程序，由此克服與局部最小值的存在有關(guān)的困難，并且能按對應(yīng)于n0’的選擇數(shù)目的有限數(shù)量的步驟得到最佳解。
式(24)產(chǎn)生(α’)2=(r”)2(32)把式(32)與式(22)和式(27)相組合，得出(r)2=(α)2(33)ρ·r=ln0’·α (34)w2=(ln’0)2-(ρ)2=1-(ρ)2(35)把式(34)和(30)代入式(28)以及使用式(33)，我們得出用于確定矢量TEQn的最佳值的公式TEQn=-u(ln’0·α)·((α)2)-1(36)(ln’0·α)項相應(yīng)于克拉考雛α的第n0’列，以及求逆的克拉考雛((α)2)-1可以在物理上解釋為包含信道脈沖響應(yīng)的自相關(guān)序列的克拉考維的逆。
從式(36)，成本函數(shù)J(n0’)的相應(yīng)的值然后可被表示為J (n0’) =1+uTEQn·(ln’0·α’) (37)或等價于J(n0’)=1-u2(ln’0·α)·((α)2)-1·(ln’0·α) (38)在這種形式中，成本函數(shù)J(n0’)可被計算，以及其最小值可被確定，而不用知道均衡器濾波系數(shù)TEQn。由于確定最佳均衡器系數(shù)TEQn是最終目標，在本發(fā)明中把傳統(tǒng)的“擬合”程序顛倒過來。不是通過自適應(yīng)地調(diào)整濾波器系數(shù)(例如，使用遞歸的LMS)來尋求最小均方誤差，而是在使用式(38)來完成最小均方誤差的搜索以后，以如下描述的單個步驟來確定最佳均衡器系數(shù)。
為了確定最小均方誤差，對于離散選擇的偏移n0’位置，確定式(38)中的成本函數(shù)J(n0’)。關(guān)于成本函數(shù)最小值的搜索區(qū)域的良好的初始值推測可以通過對可提供的通信信道的分析而得出。這個成本函數(shù)確定程序純粹是代數(shù)的和離散的，所以成本函數(shù)不需要是可微分的。事實上，成本函數(shù)J(n0’)對于偏移n0’是不可微分的。因此，唯一必要的假定是求逆克拉考維((α)2)-1的非奇異性(non-singularity)。最佳的短長度均衡器系數(shù)TEQn可以通過使用在式(38)中得到的列矢量ln’0·α根據(jù)方程(36)單步地被確定，對于該列矢量已在式(36)中得出了J(n0’)的最小值，要記住克拉考維(α2)-1是一個常數(shù)。
均衡器系數(shù)設(shè)定程序證明了上述的本發(fā)明的基本數(shù)學(xué)原理后，現(xiàn)在結(jié)合圖5的流程圖描述按照本發(fā)明的示例的實施方案的用于確定最佳均衡器系數(shù)的例行程序(方塊60)。當訓(xùn)練均衡器52時，開關(guān)51被連接到均衡器濾波系數(shù)處理器53。一個單位脈沖或狄拉克脈沖在信道上被發(fā)送和在接收機處被接收(方塊62)。均衡器濾波系數(shù)處理器53處理接收的樣本xn，以及估計通信信道的信道脈沖響應(yīng)(CIR)(方塊64)。通過使用信道脈沖響應(yīng)，均衡器濾波系數(shù)處理器53估計與剛估計的信道脈沖響應(yīng)有關(guān)的自相關(guān)函數(shù)(ACF)以作為克拉考維(α)2(方塊66)。自相關(guān)函數(shù)克拉考維然后通過利用克拉考維(α)2的Toeplitz結(jié)構(gòu)而被求逆，從而產(chǎn)生((α)2)-1(方塊68)。通過使用CIR的估值，形成以下的克拉考維矢量(ln’0·α)=τ(hn’0+1,…，hn’0+K-1)(方塊69)。
下一個任務(wù)是通過使用公式(38)計算成本函數(shù)J可以作為信道脈沖響應(yīng)偏移n0’的函數(shù)(方塊70)。各個信道脈沖響應(yīng)偏移值被插入到方塊69，以便確定其成本函數(shù)J(n0’)是最小值，即最小均方誤差n0’(方塊72)。然后，通過使用式(36)確定最佳均衡器濾波系數(shù)TEQn(方塊74)。一旦計算后，均衡器濾波系數(shù)處理器53然后設(shè)定均衡器濾波系數(shù)TEQ0’TEQ1’...,TEQK-2和TEQK-1為計算的最佳值(方塊76)。在設(shè)定系數(shù)后，然后把開關(guān)移到正常位置，以及均衡器52通過使用設(shè)定的TEQ濾波系數(shù)來處理接收的信號樣本xn。均衡器輸出樣本yn然后對于信道引入的ISI進行補償(方塊78)。
使用本發(fā)明實施的均衡器的性能現(xiàn)在描述圖6-9，在此借助于仿真的測試說明本發(fā)明的示例的實施方案的性能。選擇一個1公里電話環(huán)路為示例的通信信道。在電話環(huán)路上發(fā)送單位脈沖。圖6上畫出了相對水平軸上的時間的垂直軸上的歸一化幅度(表示接收的樣本數(shù))。對應(yīng)于發(fā)送的單位脈沖接收的信道脈沖響應(yīng)(CIR)被顯示為一個具有多個“脈沖”的振蕩波形(以虛線表示)，這些脈沖顯然有害地干擾相鄰的符號。相反地，均衡后的相同的信道脈沖響應(yīng)(以實線表示)只包括在非均衡的信道脈沖響應(yīng)的第一最大脈沖后不久的一個非常窄的尖峰。因此，均衡的信道脈沖響應(yīng)非常相似于原始發(fā)送的單位脈沖，而在相鄰的符號上有很小的重疊。
圖7放大了圖6的圖形從在樣本零處選擇的參考的CIR的第一最大值附近的部分。容易看到，信道脈沖響應(yīng)偏移量n0’(它被定義為在信道脈沖響應(yīng)的第一最大值與成本函數(shù)J(n0’)為最小的點之間的偏移)對應(yīng)于一個采樣間隔。
圖8通過畫出在垂直軸上的成本函數(shù)J(n0’)為偏移量n0’的函數(shù)從而多少有些不同地說明這一點。未均衡的信道響應(yīng)的第一最大值是在時間樣本零處。通過代入不同的偏移n0’數(shù)值(例如，-3,-2,1,2,3,等等)以及計算成本函數(shù)，圖8上的圖形清楚地表示最小成本函數(shù)值是在偏移n0’處等于離開樣本零一個樣本時間。
圖9顯示這個示例的均衡器的總的性能。1公里電話環(huán)路的頻譜被顯示為點劃線。均衡器頻譜被顯示為虛線，以及基本上取為通信信道的頻譜的鏡像。按照本發(fā)明均衡的結(jié)果的頻譜(以實線表示)是在最大部分內(nèi)平坦的，它相應(yīng)于最佳均衡。
把原始的信道脈沖響應(yīng)與均衡的信道脈沖響應(yīng)進行比較，可以看到，本發(fā)明相對于符號間干擾給出顯著改進了的信號噪聲比性能。圖10對于DMT環(huán)境下的這個例子，顯示了對于各種長度的DCT循環(huán)擴展的、由于信道脈沖響應(yīng)中未抵消的、振蕩的“拖尾”(這將造成符號間干擾)而導(dǎo)致的頻域上的SNR性能。如圖10所示，SNR上沒有顯著的差別，即使是在使用不同的循環(huán)擴展長度值(64,32,和16)的情況下。因此，通過本發(fā)明，可以使用更短的循環(huán)擴展，從而得到更大的通過量效率。
在本發(fā)明中，通過使用短長度的、非遞歸的均衡器(它比基于梯度的、遞歸均衡器算法具有多個優(yōu)點)從而達到最佳均衡。梯度的、遞歸算法的一個熟知的缺點是它們對于局部最小值的敏感性。本發(fā)明通過使用使均方誤差最小化的代數(shù)原理而避免這個問題。替代對成本函數(shù)進行微分，采取清晰地監(jiān)視成本函數(shù)的數(shù)值以便離散地選擇信道脈沖響應(yīng)偏移矢量，直至找到最小值為止。此后，短長度均衡器的最佳均衡器系數(shù)易于以非遞歸方式和以相對較小的計算成本來進行計算。
雖然本發(fā)明是相對于實際的和優(yōu)選的實施例描述的，但應(yīng)當看到，本發(fā)明并不限于所揭示的實施例，而相反，本發(fā)明打算覆蓋被包括在附屬權(quán)利要求的精神和范圍內(nèi)的各種修改和等同安排。
權(quán)利要求
1．一種在接收通過通信信道發(fā)送的信號的接收機中使用的方法，其中所接收的信號在均衡器中針對著通信信道對發(fā)送信號的影響而被進行補償，該方法包括以下步驟估計通信信道的信道脈沖響應(yīng)；估計與有關(guān)的自相關(guān)函數(shù)；以及從估計的信道脈沖響應(yīng)和估計的自相關(guān)函數(shù)來計算用于均衡器的系數(shù)。
2．權(quán)利要求1中的方法，其特征在于，還包括確定與非理想的均衡有關(guān)的誤差；確定與誤差有關(guān)的成本函數(shù)；通過使用確定的成本函數(shù)來計算均衡器系數(shù)。
3．權(quán)利要求2中的方法，其特征在于，其中成本函數(shù)規(guī)定有關(guān)信道脈沖響應(yīng)的已均衡的版本與想要的信道脈沖響應(yīng)相比較的平方誤差。
4．權(quán)利要求3中的方法，其特征在于，其中成本函數(shù)的數(shù)值根據(jù)估計的信道脈沖響應(yīng)與信道脈沖響應(yīng)的已均衡的版本的偏移而變化。
5．權(quán)利要求4中的方法，其特征在于，還包括確定對于不同的偏移的成本函數(shù)的數(shù)值，以及選擇產(chǎn)生最小成本函數(shù)值的偏移，其中均衡器系數(shù)是通過使用選擇的偏移而計算的。
6．權(quán)利要求1中的方法，其特征在于，其中通過使用在通信信道上發(fā)送到接收機的、包括單位脈沖的初始訓(xùn)練信號來確定信道脈沖響應(yīng)和自相關(guān)。
7．權(quán)利要求1中的方法，其特征在于，其中計算步驟利用克拉考維代數(shù)關(guān)系。
8．接收在通信信道上發(fā)送的信號的接收機，包括均衡器，用來針對著通信信道對發(fā)送的信號的影響而補償接收的信號；以及處理器，用于根據(jù)克拉考維代數(shù)確定與通信信道有關(guān)的均衡器的參量。
9．權(quán)利要求8中的接收機，其特征在于，其中均衡器是被實施為有限脈沖響應(yīng)(FIR)橫向濾波器的均衡器，它具有多個抽頭和相應(yīng)的均衡器系數(shù)。
10．權(quán)利要求9中的接收機，其特征在于，其中均衡器包括訓(xùn)練模式，在該訓(xùn)練模式期間，最佳濾波器系數(shù)被處理器計算和設(shè)定，以及還包括正常模式，在該正常模式期間，設(shè)定的系數(shù)被用來加權(quán)在相應(yīng)的濾波器抽頭處的信號，所加權(quán)的信號被相加，以產(chǎn)生均衡的信號。
11．權(quán)利要求9中的接收機，其特征在于，其中接收機是離散多音(DMT)接收機。
12．權(quán)利要求9中的接收機，其特征在于，其中處理器通過使用通信信道的信道脈沖響應(yīng)來定義第一克拉考維，通過使用與信道脈沖響應(yīng)有關(guān)的自相關(guān)函數(shù)來定義第二克拉考維，以及通過使用第一和第二克拉考維來計算最佳均衡器系數(shù)。
13．權(quán)利要求12中的接收機，其特征在于，其中處理器對第二克拉考維求逆，以計算最佳均衡器系數(shù)。
14．權(quán)利要求9中的接收機，其特征在于，其中處理器確定在估計的信道脈沖響應(yīng)與想要的脈沖響應(yīng)之間的平方誤差，以及計算使得平方誤差最小化的均衡器系數(shù)。
15．權(quán)利要求14中的接收機，其特征在于，其中平方誤差根據(jù)估計的信道脈沖響應(yīng)與信道脈沖響應(yīng)的均衡的版本的偏移而變化。
16．權(quán)利要求15中的接收機，其特征在于，其中處理器確定對于不同偏移的平方誤差的數(shù)值、選擇產(chǎn)生最小平方誤差值的偏移、以及通過使用選擇的偏移來計算均衡器系數(shù)。
17．用于通過使用均衡參量來均衡在傳輸?shù)某掷m(xù)時間內(nèi)接收的、在通信信道上發(fā)送的信號的均衡方法，包括以下步驟通過使用在傳輸?shù)钠鹗疾糠职l(fā)送的已知信號來估計通信信道的信道脈沖響應(yīng)；確定在估計的信道脈沖響應(yīng)與均衡的信道脈沖響應(yīng)之間的偏移值；以及通過使用確定的偏移值來確定均衡參量。
18．權(quán)利要求17中的方法，其特征在于，還包括演算信道脈沖響應(yīng)，以確定想要的自相關(guān)函數(shù)；將自相關(guān)函數(shù)組合為克拉考維；對克拉考維求逆；通過使用求逆的克拉考維來確定對于信道模型參量的最佳值。
19．權(quán)利要求17中的方法，其特征在于，其中均衡方法被使用于多載波傳輸系統(tǒng)中，以及演算步驟包括對接收的信道脈沖響應(yīng)進行富立葉變換，把富立葉變換結(jié)果的幅度進行平方，以及對平方的幅度進行富立葉反變換，以便計算自相關(guān)函數(shù)。
20．權(quán)利要求17中的方法，其特征在于，其中信道模型參量包括均衡系數(shù)，該方法還包括按照下式確定成本函數(shù)JJ{(TEQn_hn)-γδ(n-n0)}2其中TEQn對應(yīng)于均衡系數(shù)，hn表示信道脈沖響應(yīng)，_對應(yīng)于卷積，γ是縮放因子，以及δ(n-n0)對應(yīng)于單位脈沖。
21．權(quán)利要求20中的方法，其特征在于，其中成本函數(shù)J被表示為克拉考維函數(shù)，它取決于偏移值，其中包括與信道脈沖響應(yīng)有關(guān)的第一克拉考維和與自相關(guān)函數(shù)有關(guān)的第二克拉考維。
22．權(quán)利要求21中的方法，其特征在于，還包括對于不同的偏移值求解克拉考維函數(shù)，以便確定最小成本函數(shù)，以及通過使用產(chǎn)生最小成本函數(shù)的偏移值來確定均衡系數(shù)TEQn。
全文摘要
本發(fā)明提供了用于在時域上確定用于均衡器的均衡器系數(shù)的最佳程序,其中該均衡器補償了通過信道對于發(fā)送的信號的影響。在通信信道上傳輸一個單位脈沖,以及從接收的信號來估計信道脈沖響應(yīng)。通過與想要的脈沖響應(yīng)信號相比較,成本函數(shù)確定與非均衡的脈沖響應(yīng)有關(guān)的均方誤差。成本函數(shù)的數(shù)值根據(jù)在估計的信道信道脈沖響應(yīng)與均衡的信道脈沖響應(yīng)之間的偏移值而變化。針對不同的偏移來確定成本函數(shù)的數(shù)值,以及選擇產(chǎn)生最小成本函數(shù)值(相應(yīng)于最小均方誤差)的的偏移。然后,通過使用選擇的偏移和確定的成本函數(shù)來計算最佳均衡器系數(shù).在優(yōu)選實施例中,本發(fā)明被應(yīng)用于多載波調(diào)制系統(tǒng)。而且,成本函數(shù)被定義為取決于偏移值的克拉考維(krakovian)函數(shù)。該克拉考維函數(shù)包括使用信通脈沖響應(yīng)的第一克拉考維(krakovian)、和使用信道脈沖響應(yīng)的自相關(guān)的第二克拉考維。通過使用第一和第二克拉考維以及相應(yīng)于所確定的成本函數(shù)最小值的選擇的偏移,最佳均衡器系數(shù)被直接地、一步計算地確定。
文檔編號H04L25/02GK1303558SQ9980665
公開日2001年7月11日 申請日期1999年3月24日 優(yōu)先權(quán)日1998年3月27日
發(fā)明者A·菲爾特納 申請人:艾利森電話股份有限公司