本發(fā)明涉及射頻通信領(lǐng)域，具體涉及一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)。

背景技術(shù)：

開關(guān)和帶通濾波器是很多射頻子系統(tǒng)(例如時分雙工前端)中的基本單元。通常，它們以級聯(lián)的形式存在，內(nèi)部連接可能存在不匹配，導(dǎo)致性能退化。另外，它們的總損耗是帶通濾波器和開關(guān)的損耗之和，比較大；并且由于開關(guān)三極管或二極管的寄生參數(shù)，其隔離一般小于30dB。

為了降低損耗并提高隔離性，提出了具有開關(guān)和濾波器兩種功能的單刀單擲濾波開關(guān)(SPST)。通過打開或關(guān)閉濾波結(jié)構(gòu)中嵌入的PIN二極管可以實現(xiàn)ON和OFF狀態(tài)。但是，某些濾波開關(guān)電路在ON狀態(tài)下信號通過PIN二極管引入了額外的插入損耗，且減小了功率承載能力。另外，ON和OFF狀態(tài)可以通過使用PIN二極管改變諧振器的諧振頻率來實現(xiàn)，然而這種方法通常需要高階帶通濾波器(BPF)來獲得OFF狀態(tài)的高度隔離。除了濾波SPST開關(guān)，還可以將單刀雙擲(SPDT)開關(guān)和BPF集成，以便于協(xié)同設(shè)計。例如，使用多組濾波器共用公共的諧振器實現(xiàn)，從而減小尺寸，優(yōu)化性能。但現(xiàn)有技術(shù)中所實現(xiàn)的濾波開關(guān)基本上都只有較低的功率承載能力，不適用于大功率應(yīng)用。而且，現(xiàn)有濾波開關(guān)使用的都集成在PCB或IC上，由于品質(zhì)因數(shù)(Q值)限制，難以實現(xiàn)高選擇性和很窄的相對帶寬(FBW)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)存在的缺點與不足，本發(fā)明提供一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)，克服現(xiàn)有技術(shù)中的濾波開關(guān)在ON狀態(tài)下插入損耗大、在OFF狀態(tài)下隔離度不高、且不適用于大功率應(yīng)用的缺陷。

本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：

一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)，包括至少一個介質(zhì)諧振器、金屬腔、開關(guān)電路及饋電線結(jié)構(gòu)，所述開關(guān)電路集成到PCB板后嵌入到金屬腔內(nèi)，介質(zhì)諧振器位于金屬腔內(nèi)，所述饋電線結(jié)構(gòu)包括結(jié)構(gòu)相同的輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)，所述輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)位于同一個介質(zhì)諧振器的兩側(cè)，均由主饋電線及兩條支饋電線構(gòu)成，所述兩條支饋電線與主饋電線垂直，且連接在主饋電線的兩側(cè)，其中一條支饋電線的一端與金屬腔連接并接地，另一條支饋電線的一端與金屬腔內(nèi)的開關(guān)電路連接；通過控制所述開關(guān)電路的通和斷，實現(xiàn)對所述饋電線結(jié)構(gòu)與所述介質(zhì)諧振器的耦合系數(shù)的控制，從而實現(xiàn)基于介質(zhì)諧振器的濾波開關(guān)的關(guān)閉和打開狀態(tài)。

所述開關(guān)電路由電容、二極管及電阻構(gòu)成，另一條支饋電線的另一端與電容的一端連接，電容的另一端與二極管正極連接，二極管的另一端接地，所述電阻一端連接到電容和二極管正極之間，其另一端連接直流電壓源。

當(dāng)介質(zhì)諧振器為兩個以上時，輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)分別位于不同介質(zhì)諧振器的一側(cè)。

所述介質(zhì)諧振器為等對稱介質(zhì)諧振器，具體為長方體或者圓柱。

所述介質(zhì)諧振器的中心處開有隔離不同諧波模式的通孔，所述介質(zhì)諧振器設(shè)置有調(diào)節(jié)諧振頻率的調(diào)諧盤，還包括設(shè)置在介質(zhì)諧振器之間的用于提供電交叉耦合的金屬探針。

一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)，包括介質(zhì)諧振器、金屬腔、開關(guān)電路及耦合線結(jié)構(gòu)，所述耦合線結(jié)構(gòu)包括第一耦合線結(jié)構(gòu)及第二耦合線結(jié)構(gòu)，所述開關(guān)電路設(shè)置在金屬腔內(nèi)，所述介質(zhì)諧振器具體為三個，依次設(shè)置在金屬腔內(nèi)的第七介質(zhì)諧振器、第五介質(zhì)諧振器及第六介質(zhì)諧振器，所述第一耦合線結(jié)構(gòu)設(shè)置在第七介質(zhì)諧振器及第五介質(zhì)諧振器之間，所述第二耦合線結(jié)構(gòu)設(shè)置在第五介質(zhì)諧振器及第六介質(zhì)諧振器之間，所述第一耦合線結(jié)構(gòu)及第二耦合線結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu)相同，均包括主耦合線和第一及第二支耦合線，所述第一及第二支耦合線一端連接在主耦合線的兩端，并與主耦合線垂直，所述第一支耦合線的另一端接地，第二支耦合線的另一端與開關(guān)電路連接，所述耦合線結(jié)構(gòu)中的支耦合線與第五介質(zhì)諧振器耦合，第一耦合線結(jié)構(gòu)的主耦合線與第六介質(zhì)諧振器耦合，第二耦合線結(jié)構(gòu)的主耦合線與第七介質(zhì)諧振器耦合。

還包括電容電感并聯(lián)電路，所述第一支耦合線的另一端經(jīng)由電容電感并聯(lián)電路接地；

所述開關(guān)電路由電容、二極管及電阻構(gòu)成，第二支耦合線的另一端與電容的一端連接，電容的另一端與二極管正極連接，二極管的另一端接地，所述電阻一端連接到電容和二極管正極之間，其另一端連接直流電壓源。

還包括設(shè)置在第五、第六及第七介質(zhì)基板下側(cè)的第一輸入輸出饋電線、第二輸入輸出饋電線和第三輸入輸出饋電線。

所述主耦合線具體為彎折結(jié)構(gòu)，由豎直線及橫線垂直連接構(gòu)成，所述橫線與第一及第二支耦合線連接。

所述介質(zhì)諧振器為等對稱介質(zhì)諧振器，具體為長方體或圓柱。

本發(fā)明的有益效果：

通過在饋電線結(jié)構(gòu)或耦合線結(jié)構(gòu)中引入開關(guān)電路，經(jīng)由饋電線結(jié)構(gòu)或耦合線結(jié)構(gòu)與介質(zhì)諧振器之間的耦合來控制濾波開關(guān)的ON和OFF狀態(tài)，在ON狀態(tài)下，PIN二極管是關(guān)閉的，信號不能通過，因此PIN二極管不引入額外損耗，且不會降低功率承載能力；在OFF狀態(tài)下，不是像傳統(tǒng)開關(guān)中僅僅通過關(guān)閉二極管或三極管來實現(xiàn)，而是通過控制耦合來實現(xiàn)，因而隔離性能得到明顯增強(qiáng)。

附圖說明

圖1是一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)的結(jié)構(gòu)圖；

圖2是長方體介質(zhì)諧振器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3A-3B是長方體介質(zhì)諧振器TE_11δ模式下的電磁場的示意圖；

圖4是支饋電線短路時x-y平面的電磁場的示意圖；

圖5A示出了介質(zhì)諧振器和T形饋電線結(jié)構(gòu)之間的I型耦合方案；

圖5B示出了介質(zhì)諧振器和T形饋電線結(jié)構(gòu)之間的II型耦合方案；

圖6A和6B分別示出了z＝L/2平面內(nèi)耦合區(qū)域的磁場和電場；

圖7示出了窄帶4階介質(zhì)諧振器濾波單刀單擲開關(guān)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8A是ON狀態(tài)響應(yīng)的理論值、仿真值和測量值示意圖；

圖8B是OFF狀態(tài)響應(yīng)的仿真值和測量值示意圖；

圖8C是ON狀態(tài)下測得的輸出功率隨輸入功率變化的示意圖；

圖9A及9B分別示出了基于介質(zhì)諧振器的濾波單刀雙擲開關(guān)的結(jié)構(gòu)示意圖和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；

圖10A和10B分別示出了第一濾波器的等效結(jié)構(gòu)和相移特征；

圖11A及圖11B分別是不同參數(shù)下基于介質(zhì)諧振器的濾波單刀雙擲開關(guān)的仿真結(jié)果示意圖；

圖12是第二濾波器的結(jié)構(gòu)及電流電場分布圖；

圖13A示出了金屬桿與介質(zhì)諧振器兩種耦合方案；

圖13B示出了第二濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及相移特征；

圖14A、14B示出了不同設(shè)計參數(shù)時第二濾波器的仿真結(jié)果；

圖15A和15B分別是基于介質(zhì)諧振器的濾波單刀雙擲開關(guān)的仿真和測量結(jié)果的示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本發(fā)明的實施方式不限于此。

實施例1

如圖1，一種基于介質(zhì)諧振器的低損耗高隔離濾波開關(guān)，包括至少一個介質(zhì)諧振器1、金屬腔2、開關(guān)電路3及饋電線結(jié)構(gòu)4，所述開關(guān)電路集成在PCB板5上，所述PCB板嵌入在金屬腔內(nèi)，所述介質(zhì)諧振器位于金屬腔內(nèi)，所述饋電線結(jié)構(gòu)為T型結(jié)構(gòu)，包括結(jié)構(gòu)相同的輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)，所述饋電線結(jié)構(gòu)均由主饋電線41及兩條支饋電線42,43構(gòu)成，所述兩條支饋電線與主饋電線垂直，且連接在主饋電線的兩側(cè)，其中一條支饋電線43的一端43B與金屬腔連接并接地，另一條支饋電線42的一端42B與金屬腔內(nèi)的開關(guān)電路連接，所述主饋電線41位于與其耦合的介質(zhì)諧振器的一個側(cè)面的中心點。

當(dāng)一個介質(zhì)諧振器時，所述輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)位于同一個介質(zhì)諧振器的兩側(cè)；當(dāng)介質(zhì)諧振器為兩個以上時，輸入饋電線結(jié)構(gòu)及輸出饋電線結(jié)構(gòu)可以分別位于不同介質(zhì)諧振器的一側(cè)。

當(dāng)介質(zhì)諧振器為三個以上時，還包括設(shè)置介質(zhì)諧振器之間的金屬探針。

其中，所述開關(guān)電路包括電容C、二極管PIN和電阻R，所述支饋電線43的一端43B經(jīng)由所述電容C與所述二極管PIN的正極連接，所述二極管PIN的負(fù)極接地，所述電阻R的一端連接到所述電容C和二極管PIN之間，另一端連接直流電壓源。

如圖2所示，所述介質(zhì)諧振器為等對稱介質(zhì)諧振器，本實施例中優(yōu)選為長方體形狀，A、B、L分別為其長度、寬度和高度。在長方體介質(zhì)諧振器中通常使用TE_mn(s+δ)和TM_mn(s+δ)，因為它們的電場分布是規(guī)律的，其中m、n、s分別是x、y和z方向下介質(zhì)諧振器中的半波的數(shù)量，且0<δ<1。通常，當(dāng)L/(A+B)的值較小時，介質(zhì)諧振器的諧振模式為TE_11δ模式，可以使用基于亥姆霍茲方程式的混合磁壁方法來計算TE_mn(s+δ)模式的電磁場，其方法和邊界條件如下：

where

k_x＝mπ/A,k_y＝nπ/B,k_z＝(s+δ)π/L

其中，k是工作頻率下的波數(shù)，γ_z是z方向上的傳播常數(shù)，μ₀是真空中的磁導(dǎo)率，ε_r介質(zhì)諧振器的相對介電常數(shù)。圖3A-3B示出了TE_11δ模式下介質(zhì)諧振器的電磁場，從圖3A所示的x-y平面的電磁場示意圖可以看出，電場矢量關(guān)于中心平面S₁-S₁’對稱。圖3B示出了z＝L/2平面的磁場，磁場垂直于該平面并關(guān)于中心平面S₁-S₁’對稱。

所述介質(zhì)諧振器的中心處開設(shè)有隔離不同諧波模式的通孔11，所述介質(zhì)諧振器上設(shè)置有調(diào)節(jié)諧振頻率的調(diào)諧盤12，所述通孔與調(diào)諧盤的個數(shù)與介質(zhì)諧振器的個數(shù)相同。

本發(fā)明通過控制介質(zhì)諧振器和T型結(jié)構(gòu)之間的耦合可以實現(xiàn)濾波開關(guān)的ON和OFF狀態(tài)。在ON狀態(tài)下，調(diào)節(jié)耦合系數(shù)來獲得所需的通帶響應(yīng)；在OFF狀態(tài)下，耦合調(diào)節(jié)至零，從而實現(xiàn)高隔離。

本發(fā)明實施例提供的基于介質(zhì)諧振器的濾波開關(guān)，在ON狀態(tài)下，二極管是關(guān)閉的，信號不能通過，因此二極管不引入額外損耗，且不會降低功率承載能力；在OFF狀態(tài)下，不是像傳統(tǒng)開關(guān)中僅僅通過關(guān)閉二極管或三極管來實現(xiàn)，而是通過控制耦合來實現(xiàn)，因而隔離性能得到明顯增強(qiáng)。

為了實現(xiàn)ON和OFF狀態(tài)的耦合，所述兩條支饋電線的一端與主饋電線垂直，且連接在主饋電線的兩側(cè)，其中一條支饋電線的另一端與金屬腔連接并接地是短路的，另一條支饋電線的另一端與金屬腔內(nèi)的開關(guān)電路連接是短路或開路，其另一端是短路或開路的狀態(tài)決定濾波器的開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)信號在兩個支饋電線中傳輸時，傳輸模式與同軸線中的傳輸模式類似。根據(jù)傳輸線理論，兩條支饋電線中的均一化的電壓和電流分布表示如下：

I：當(dāng)兩端都是短路情況時：

II：一端短路，另一端開路的情況時：

其中，I_L是金屬探針的短路端電流，Z_c和β分別表示特征阻抗和傳播常數(shù)。

由于電長度較短，主饋電線41在電磁場分布上的作用可以忽略。圖4示出了兩條支饋電線短路時x-y平面的電磁場，可以看出，電場關(guān)于x軸對稱，磁場在x軸兩側(cè)是反向的。當(dāng)一條支饋電線短路而另一條支饋電線開路時，S₁-S₁’兩側(cè)的電流和電壓是不對稱的，因此電場和磁場都是不對稱的。

圖5A示出介質(zhì)諧振器和T型饋電線結(jié)構(gòu)之間的I型耦合情況，具有兩個短路端的支饋電線與介質(zhì)諧振器1耦合，關(guān)于圖5A所示的中心平面對稱。介質(zhì)諧振器1與饋電線結(jié)構(gòu)的耦合系數(shù)k可以用電耦合系數(shù)k_e和磁耦合系數(shù)k_m表示如下：

k＝k_e-k_m

其中，k_e和k_m可以由耦合能量與存儲能量的比值確定：

其中，和分別表示電場矢量和磁場矢量，v表示體積。

為了方便分析，圖6A中示出了z＝L/2平面內(nèi)耦合區(qū)域的磁場部分，上文已經(jīng)說明，介質(zhì)諧振器的磁場關(guān)于中心平面對稱，金屬探針的磁場在中心平面兩側(cè)反向，因此，I型的k_m(k_m1)計算結(jié)果為零，即k_m1＝0。圖6B示出了電場部分，金屬探針的電場關(guān)于中心平面對稱，但是，介質(zhì)諧振器的在x軸的電場在中心平面兩側(cè)是反向的，因此，I型的k_e(k_e1)計算結(jié)果為零，即k_e1＝0。相應(yīng)地，磁與電的總耦合k₁等于零。

圖5B示出了II型耦合方案的結(jié)構(gòu)，其中支饋電線的一端短路而另一端開路。當(dāng)饋電線結(jié)構(gòu)不對稱時，饋電線結(jié)構(gòu)的電場和磁場也是不對稱的，因此k₂是非零的，即k₂≠0。II型中，k₂的值可以通過介質(zhì)諧振器與饋電線結(jié)構(gòu)之間的距離來控制。

圖7示出了一種窄帶4階介質(zhì)諧振器濾波單刀單擲開關(guān)的結(jié)構(gòu)示意圖，包括金屬腔2、第一介質(zhì)諧振器DR1、第二介質(zhì)諧振器DR2、第三介質(zhì)諧振器DR3及第四介質(zhì)諧振器DR4，饋電線結(jié)構(gòu)4包括輸入饋電線結(jié)構(gòu)和輸出饋電線結(jié)構(gòu)。第一介質(zhì)諧振器DR1、第二介質(zhì)諧振器DR2、第三介質(zhì)諧振器DR3和第四介質(zhì)諧振器DR4均為長方體。第一、第二、第三及第四介質(zhì)諧振器DR1-DR4的中心處均開始有通孔來隔離TE_11δ和TM_11δ模式，第一、第二、第三及第四介質(zhì)諧振器DR1-DR4上分別設(shè)置有第一至第四調(diào)諧盤601-604來調(diào)節(jié)諧振頻率。

如圖7所示，在金屬腔中嵌入PCB板5，所述PCB板集成開關(guān)電路3。輸入饋電線結(jié)構(gòu)的支饋電線的一端與金屬腔連接并接地，另一端與PCB板上開關(guān)電路3連接。所述輸出饋電線結(jié)構(gòu)的連接方式與輸入饋電線連接方式相同，輸入側(cè)的開關(guān)電路與輸出側(cè)的開關(guān)電路結(jié)構(gòu)相同且關(guān)于中心面對稱，金屬探針7設(shè)置在第一介質(zhì)諧振器及第四介質(zhì)諧振器之間，用于提供交叉耦合。

當(dāng)二極管PIN開啟時，該單刀單擲開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)，輸入饋電線結(jié)構(gòu)與金屬腔連接的一端短路，由于二極管PIN開啟，輸入饋電線結(jié)構(gòu)與開關(guān)電路連接的一端也被認(rèn)為短路。需要注意的是，開關(guān)電路引入了電容效應(yīng)，這將增加輸入饋電線結(jié)構(gòu)一端的有效長度。由于這個原因，輸入饋電線結(jié)構(gòu)40與金屬腔連接的另一端稍稍延長，以補(bǔ)償電容效應(yīng)。因此，具有兩個短路端的輸入饋電線結(jié)構(gòu)幾乎關(guān)于中心面對稱。因此，輸入饋電線結(jié)構(gòu)與第一介質(zhì)諧振器DR1之間的耦合與I型相同，耦合強(qiáng)度為零；同樣地，輸出饋電線結(jié)構(gòu)與DR4之間的耦合也與I型相同，耦合強(qiáng)度為零。因此，TE_11δ的信號不能從一個端口傳遞到另一端口，實現(xiàn)了OFF狀態(tài)的高度隔離。

當(dāng)二極管關(guān)閉時，該單刀單擲開關(guān)處于開啟狀態(tài)，饋電線與開關(guān)電路連接的一端開路，而與金屬腔連接的一端短路。由于沒有信號穿過開關(guān)電路，濾波開關(guān)與帶通濾波器相同。因此，功率處理能力與介質(zhì)濾波器相同。另外，可以用傳統(tǒng)的分析方法進(jìn)行分析。

由于具有開路端和短路端的饋電線是非對稱的，輸入(輸出)饋電線結(jié)構(gòu)與第一介質(zhì)諧振器DR1(第四介質(zhì)諧振器DR4)之間的耦合與II型相同，因此，饋電線與介質(zhì)諧振器之間的耦合強(qiáng)度可以用來獲取所需輸入和輸出外部品質(zhì)因數(shù)。在本實施例中，通道中心頻率為1.832GHz，相對帶寬(FBW)為0.65％?；夭〒p耗優(yōu)于20dB，兩個傳輸零點分別在1.8GHz和1.865GHz。根據(jù)圖7所示的結(jié)構(gòu)，N+2階耦合矩陣如下：

所需要的耦合系數(shù)k和外部質(zhì)量要素Q_e計算如下：

k_ij＝FBW×M_ij

因此，參數(shù)計算如下：k₁₂＝k₃₄＝0.0059,k₂₃＝0.0046,k₁₄＝0.0000765,Q_e＝143.8。因此，可以根據(jù)傳統(tǒng)濾波器設(shè)計理論來確定介質(zhì)諧振器濾波單刀單擲開關(guān)的設(shè)計參數(shù)。

介質(zhì)諧振器的基底的介電常數(shù)為36.5，損耗因素為1*10^-4。

圖8A是ON狀態(tài)響應(yīng)的理論值、仿真值和測量值示意圖；圖8B是OFF狀態(tài)響應(yīng)的仿真值和測量值示意圖；圖8C是ON狀態(tài)下測得的輸出功率隨輸入功率變化的示意圖。從圖8A可以看出，理論值、仿真值和測量值之間的一致性很高，測量得到的通帶的中心頻率為1.832GHz，3-dB分頻寬為0.65％，中心頻率處的插入損耗小于1dB，回波損耗優(yōu)于20dB，帶外抑波高于68dB。兩個傳輸零點分別在1.8GHz和1.865GHz，大大增強(qiáng)了邊緣可選擇性。由于ON狀態(tài)下沒有信號通過PIN二極管，濾波開關(guān)可以處理大功率，如圖8C所示。在測量中，在二極管PIN上施加反向偏置-65V，可以看出輸入P1dB大于49dBm，表示該介質(zhì)諧振器濾波單刀單擲開關(guān)可以用于大功率系統(tǒng)。在OFF狀態(tài)下，在測量頻率為1.7GHz-1.95GHz的范圍內(nèi)，隔離優(yōu)于53dB。說明本發(fā)明具有較低的ON狀態(tài)損耗，大功率處理能力，和較高的OFF狀態(tài)隔離。

實施例2

如圖9A示出了一種基于介質(zhì)諧振器的濾波單刀雙擲開關(guān)，包括金屬腔、三個介質(zhì)諧振器DR₅-DR₇、第一、第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁，NRN₂及三條輸入輸出饋電線S、L₁、L₂。所述第七介質(zhì)諧振器DR₇、第五介質(zhì)諧振器DR₅及第六介質(zhì)諧振器DR₆依次設(shè)置在金屬腔內(nèi)，第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁位于第五介質(zhì)諧振器及第六介質(zhì)諧振器之間，第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₂位于第五介質(zhì)諧振器及第七介質(zhì)諧振器之間，第一及第二耦合線結(jié)構(gòu)均為T形結(jié)構(gòu)，由主耦合線和兩條支耦合線構(gòu)成，所述主耦合線為彎折結(jié)構(gòu)，具體由橫線及豎直線垂直連接構(gòu)成，所述橫線與兩條支耦合線的一端連接并垂直，一條支耦合線的另一端與金屬腔內(nèi)的開關(guān)電路連接，另一條支耦合線的另一端與相互并聯(lián)的電感電容并聯(lián)電路連接然后接地，電容C_g用于補(bǔ)償開關(guān)電路的電容效應(yīng)，電感L_DC為二極管PIN的偏置電路提供接地端，所述開關(guān)電路包括電容C、二極管PIN和電阻R，所述支耦合線的一端經(jīng)由所述電容C與所述二極管PIN的正極連接，所述二極管PIN的負(fù)極接地，所述電阻R的一端連接到所述電容C和二極管PIN之間，另一端連接直流電壓源。

如圖9B示出了介質(zhì)諧振器濾波單刀雙擲開關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸入輸出饋電線和耦合線結(jié)構(gòu)之間存在交叉耦合，通過使用共用的第一輸入輸出饋電線S和第五介質(zhì)諧振器DR₅，總電路可以分成兩個濾波器，即第一濾波器和第二濾波器，通過控制第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁和第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₂中的二極管PIN，該電路可以工作在兩種狀態(tài)，在狀態(tài)一下，第一濾波器開啟，第二濾波器關(guān)閉；在狀態(tài)二下，第一濾波器關(guān)閉，第二濾波器開啟。

當(dāng)?shù)诙詈暇€結(jié)構(gòu)NRN₂中的二極管開啟且NRN₁中的二極管PIN關(guān)閉時，濾波單刀雙擲開關(guān)處于狀態(tài)一，第一濾波器開啟，第二濾波器關(guān)閉。用于提供DC路徑的電感L_DC在工作頻率處可忽略。在這種情況下，當(dāng)?shù)诙詈暇€結(jié)構(gòu)NRN₂中的二極管PIN開啟時，NRN₂中的兩條支耦合線的端部與地短接，因此，第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₂的支耦合線是對稱的，第五介質(zhì)諧振器DR₅和第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₂之間的耦合與I型相同。合成的耦合系數(shù)是零。同時，第一輸入輸出饋電S和NRN₂之間的交叉耦合非常弱，因此，信號不能從第一輸入輸出饋線S傳遞到第三輸入輸出端饋線L₂。因此，第二濾波器關(guān)閉，第一輸入輸出饋電線S和第三輸入輸出饋線L₂之間、第二輸入輸出饋線L₁和第三輸入輸出饋線L₂之間實現(xiàn)高度隔離。

因為第二濾波器關(guān)閉，因此它可以忽略。圖10A示出了其等效結(jié)構(gòu)，僅僅包含第一濾波器。當(dāng)?shù)谝获詈暇€結(jié)構(gòu)NRN₁中的二極管PIN關(guān)閉時，NRN₁中的兩條支耦合線的端點是分別是開路和短路。因此，第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁與II型相同，第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁和第五介質(zhì)諧振器DR₅之間的耦合非零并受控。此時，第一濾波器與具有圖11B所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的傳統(tǒng)BPF相同。利用濾波器設(shè)計理論，就可以實現(xiàn)所需的帶通響應(yīng)。由于第一輸入輸出饋電線S和第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN1之間、第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁和第二輸入輸出饋電線L₁之間的交叉耦合，可以生成兩個傳輸零點。

對傳輸零點的分析中，電耦合和磁耦合產(chǎn)生的相移分別可以看作是90°和-90°。如圖10A所示，具有開路端的第一輸入輸出饋電線S向第五介質(zhì)諧振器DR₅提供電耦合，因此從第一輸入輸出饋電線S到第五介質(zhì)諧振器DR₅的相移是90°。具有開路端和短路端的NRN₁中的兩條支耦合線與DR₅耦合，由于短路端具有強(qiáng)磁場，第五介質(zhì)諧振器DR₅與第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁之間的耦合是磁耦合，從第五介質(zhì)諧振器DR₅到第一耦合線結(jié)構(gòu)NRN₁之間的相移是-90°。類似地，從S到NRN₁、從NRN₁到DR₆、從DR₆到L₁、以及從L₁到NRN₁的相移均為90°。對于DR₅和DR₆，它們在諧振頻率的相移為0°。但是，在比通帶更低或更高的頻率下，它們等效于電容和電感，分別提供90°和-90°的相移。圖10B示出了相位關(guān)系，從S到NRN₁有兩條傳輸路徑，路徑I和路徑II，在高于通帶的頻率處，每條路徑的相移分別是：

Path I:90°

Path II:90°+(-90°)+(-90°)＝-90°

可以看出，路徑I和路徑II傳輸出來的信號具有180度的相位差，若特定頻率處它們的幅度相同，那么來自兩條路徑的信號可以被抵消，產(chǎn)生傳輸零點。同樣地，路徑I和路徑II在低于通帶的頻率處的相移都是90°，因此，無法產(chǎn)生傳輸零點。對于電路結(jié)構(gòu)NRN₁、DR₆和L₁，在低于通帶的頻率處可以產(chǎn)生傳輸零點。因此，對于第一濾波器，在通帶兩側(cè)可以產(chǎn)生兩個傳輸零點，增強(qiáng)了選擇性。

圖11A-圖11B示出了仿真結(jié)果示意圖，可以看出，通帶的兩個邊緣處均出現(xiàn)了傳輸零點(TZ1和TZ2)。如圖11A所示，改變輸入饋電線的長度L_m1，可以改變S和DR₅之間、以及S和L₁之間的耦合，發(fā)現(xiàn)L_m1僅僅對TZ2的位置有影響。如圖11B所示，TZ2固定時，輸出饋電線的長度L_m2可以改變TZ1的位置。因此，可以認(rèn)為TZ1和TZ2是由從NRN到電源和負(fù)載的交叉耦合產(chǎn)生的。

當(dāng)?shù)谝获詈暇€結(jié)構(gòu)NRN₁中的二極管PIN開啟且第二耦合線結(jié)構(gòu)NRN₂中的二極管PIN關(guān)閉時，濾波單刀雙擲開關(guān)處于狀態(tài)二，第一濾波器關(guān)閉，第二濾波器開啟。同樣地，第一輸入輸出饋電線S和第二輸入輸出饋電線L₁之間、L₁和第二輸入輸出饋電線L₂之間可以實現(xiàn)高度隔離。第二濾波器與傳統(tǒng)BPF相同，結(jié)構(gòu)如圖12所示。利用濾波器設(shè)計理論，就可以實現(xiàn)所需的帶通響應(yīng)。類似于處于狀態(tài)一的第一濾波器，在第二濾波器中，也可以利用從耦合線結(jié)構(gòu)到電源和負(fù)載的交叉耦合來產(chǎn)生傳輸零點，從而增強(qiáng)邊緣可選擇性。

圖中Port1、Port2及Port3均表示端口。

對傳輸零點的分析中，圖13A示出了兩種金屬桿與介質(zhì)諧振器的耦合方案，金屬桿一上的電流和介質(zhì)諧振器產(chǎn)生的電場是同向的，介質(zhì)諧振器與金屬桿一之間的耦合是電耦合，相移為90°。金屬桿二上的電流與介質(zhì)諧振器中的電場是反向的，雖然金屬桿二與介質(zhì)諧振器之間的耦合也是電耦合，但由于反向的場分布，存在額外的180°相移，因此總相移可以表示為-90°(或270°)。圖13B示出了具有相移特征的第二濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于S到NRN₂以及NRN₂到L₂的交叉耦合，通帶附近可以產(chǎn)生兩個傳輸零點。圖14A及圖14B示出了不同設(shè)計參數(shù)下第二濾波器的仿真結(jié)果，可以看出，通帶兩側(cè)分別具有傳輸零點。同時，通過控制S到NRN₂(或NRN₂到L₂)的結(jié)構(gòu)中的耦合，在T_Z1’和T_Z2’中一個固定時，可以改變另一個的位置。

圖15A及圖15B示出了基于介質(zhì)諧振器單刀雙擲濾波開關(guān)仿真和測量結(jié)果圖，具有高度吻合性。

當(dāng)?shù)谝粸V波器開啟且第二濾波器關(guān)閉時，第一濾波器具有良好的濾波響應(yīng)，而第二濾波器高度隔離，如圖15A所示。測量得到的第一濾波器的通帶的中心頻率為1.831GHz，3-dB分頻寬為1.28％。回波損耗優(yōu)于25dB，通帶中心頻率處的插入損耗為0.39dB。兩個傳輸零點位于1.73GHz和1.937GHz，大大增強(qiáng)了邊緣可選擇性。對于處于OFF狀態(tài)的濾波器2，在1.6GHz-2.1GHz的頻率范圍內(nèi)，Port1和Port3之間的抑制水平S31優(yōu)于45dB。同時，Port2和Port3之間的隔離S32高于47dB。輸入P1dB大于49dBm。

如圖15B所示，當(dāng)?shù)谝粸V波器關(guān)閉且第二濾波器開啟時，第一濾波器表現(xiàn)高隔離性能，第二濾波器表現(xiàn)良好濾波響應(yīng)。測得的第二濾波器的通帶的中心頻率為1.831Ghz，3-dB分頻寬為1.3％，回波損耗優(yōu)于20dB，帶內(nèi)插入損耗為0.4dB。兩個傳輸零點分別在1.718GHz和1.95GHz處，實現(xiàn)了較高的邊緣可選擇性。在1.6GHz-2.1GHz的頻率范圍內(nèi)，第二輸出端口Port2和第一輸出端口Port1或Port3之間的隔離，即S21或S23，分別優(yōu)于45dB和47dB。

本發(fā)明提供的介質(zhì)諧振器濾波開關(guān)，在ON狀態(tài)下具有較低插入損耗以及較高功率處理能力，在OFF狀態(tài)下具有高度隔離性；能在通帶兩側(cè)都產(chǎn)生傳輸零點，從而實現(xiàn)急劇的衰減率和較高的帶外抑制。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受所述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。