技術(shù)領(lǐng)域：

本發(fā)明涉及混合動力電動汽車，進(jìn)一步涉及電動汽車增程器優(yōu)化控制方法。

背景技術(shù)：
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為了克服純電動汽車(electricvehicle,ev)續(xù)航里程不足的缺點(diǎn)，越來越多類型的電動汽車被人們定義和開發(fā)出來。增程式電動汽車(extendedrangerelectricalvehicle，erev)被認(rèn)為是一種低成本解決方案。erev主要有三種結(jié)構(gòu)形式：蓄電池發(fā)電系統(tǒng)、燃料電池系統(tǒng)、發(fā)動機(jī)與發(fā)電機(jī)組合系統(tǒng)。其中發(fā)動機(jī)與發(fā)電機(jī)組合發(fā)電系統(tǒng)應(yīng)用最為廣泛，其內(nèi)部集成了一個小的發(fā)電機(jī)組，動力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如附圖1所示。erev與hev式混合動力汽車(hybridelectricvehicle,hev)之間的區(qū)別是，hev其動力輸出部分直接與發(fā)動機(jī)相連，使發(fā)動機(jī)無法長時間工作在高效狀態(tài)，尾氣排放及燃油經(jīng)濟(jì)性仍不甚理想。而erev的設(shè)計(jì)是基于純電動汽車，增程器(extendedranger，er)的輸出與整車的驅(qū)動系統(tǒng)沒有機(jī)械連接，其輸出轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩與整車的速度以及牽引性能無關(guān)，只需要滿足整車驅(qū)動功率的需求。

目前er發(fā)電控制系統(tǒng)主要有兩種方案，一種是電勵磁交流同步電機(jī)與不可控整流器配合，通過調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)勵磁電流控制輸出功率，雖然是一種低成本的解決方案但是電勵磁電機(jī)不滿足車用高功率密度的要求，通常應(yīng)用于大功率的場合。另一種是永磁同步電機(jī)與pwm整流器配合，能夠控制電機(jī)運(yùn)行在電動以及發(fā)電兩種狀態(tài)，這種結(jié)構(gòu)具有硬件結(jié)構(gòu)簡單，電機(jī)功率密度高的特點(diǎn)，且能夠同時控制發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速以及發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)矩，提高系統(tǒng)的發(fā)電效率，是er控制系統(tǒng)的理想解決方案。

關(guān)于er的控制問題，現(xiàn)有技術(shù)中，技術(shù)路線1是采用pid預(yù)測控制實(shí)現(xiàn)增程器的輸出電壓以及功率的調(diào)整。

技術(shù)路線2是采用pi控制器對系統(tǒng)的功率進(jìn)行控制，使用電壓和電流傳感器計(jì)算功率反饋值，由于采用pi控制的電流環(huán)含有電流耦合項(xiàng)，為保證電流環(huán)的動態(tài)性能需要增加補(bǔ)償項(xiàng)，導(dǎo)致系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且缺乏魯棒性，一些文獻(xiàn)也給出了魯棒的控制方法，如模糊邏輯控制，以及采用dp技術(shù)獲得最優(yōu)解的控制方法。然而這些控制策略，如dp算法不適合應(yīng)用于實(shí)時控制，因?yàn)檫@種控制方法是基于多個駕駛周期的計(jì)算，因此需要大量的數(shù)據(jù)處理。

因此，需要一種新的解耦思想，簡化控制算法，提高系統(tǒng)發(fā)電效率，設(shè)計(jì)具有快速響應(yīng)高魯棒性的控制方法。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
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本發(fā)明的目的是設(shè)計(jì)一種適合城市增程式電動汽車運(yùn)行的多段式功率跟隨控制方法。

er(extendedranger)的工作模式既發(fā)動機(jī)與發(fā)電機(jī)配合的工作狀態(tài)對提高系統(tǒng)發(fā)電效率，減少燃油消耗及排放起到關(guān)鍵的作用；目前er與電動汽車配合主要采用的是電荷耗盡-維持(charge-depletingandcharge-sustaining，cd-cs)工作模式。erev在cd-cs工作模式下有2種控制方式：一種是恒功率控制方式，如圖2(a)所示，在這種控制方式下發(fā)電機(jī)組穩(wěn)定在高效區(qū)運(yùn)行，但電池在cs階段被頻繁沖放，引起電池荷電狀態(tài)(stateofcharge,soc)波動頻繁，降低電池的使用壽命；另一種是功率跟隨控制方式，如圖2(b)所示，發(fā)電機(jī)組的輸出功率隨需求功率不斷變化，能夠保持電池soc穩(wěn)定變化提高電池使用壽命，但需要實(shí)時優(yōu)化er系統(tǒng)的效率。

由于發(fā)動機(jī)的效率特性具有非線性的特性，實(shí)時優(yōu)化發(fā)動機(jī)的高效工作區(qū)計(jì)算量很大，且即使實(shí)時優(yōu)化高效工作區(qū)，在整車需求功率較小時，增程發(fā)電系統(tǒng)的效率較低。因此，本發(fā)明設(shè)計(jì)發(fā)動機(jī)的轉(zhuǎn)速根據(jù)需求功率的大小，在最佳燃油消耗曲線上選取n個工作點(diǎn)做恒轉(zhuǎn)速運(yùn)行。在不同轉(zhuǎn)速下實(shí)現(xiàn)對發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)，從而解決了增程發(fā)電系統(tǒng)的高度非線性控制問題，且發(fā)動機(jī)與發(fā)電機(jī)都運(yùn)行在高效工作區(qū)內(nèi)。設(shè)計(jì)為滿足上述工作方式的實(shí)現(xiàn)，設(shè)計(jì)一個穩(wěn)定的具有魯棒性的控制系統(tǒng)使汽車在不斷變化的工況下能夠?qū)崿F(xiàn)快速穩(wěn)定的功率跟隨控制，從而減少通過電池傳輸?shù)秸囼?qū)動電機(jī)的功率，提高系統(tǒng)效率，平穩(wěn)soc變化，延長電池使用壽命，并有效抑制了當(dāng)汽車運(yùn)行狀況變化時對發(fā)電電流的影響。

具體技術(shù)方案如下：

電動汽車增程器優(yōu)化控制方法，所述發(fā)電系統(tǒng)包括：依次串接的發(fā)動機(jī)、發(fā)電機(jī)、整流電路，以及與整流電路并接的蓄電池、逆變電路，所述逆變電路與驅(qū)動電機(jī)相連；所述發(fā)電機(jī)采用多頻比例諧振控制器控制；控制過程如下：

步驟1：根據(jù)發(fā)動機(jī)的特性曲線可以近似擬合出一條三階的轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩的函數(shù)關(guān)系曲線，曲線上的每一個點(diǎn)代表相應(yīng)功率下轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的優(yōu)化匹配，已知整車的功率需求p*，可以實(shí)時獲得燃油消耗最低工作曲線上的工作點(diǎn)，進(jìn)而可以得出選用發(fā)動機(jī)的高效工作區(qū)域；在燃油消耗最低的工作區(qū)域，選取n個工作點(diǎn)；

步驟2：根據(jù)電動汽車當(dāng)前的運(yùn)行工況，確定當(dāng)前的功率需求值及實(shí)際功率值；

步驟3：依據(jù)上述當(dāng)前的功率需求值，根據(jù)所述増程器的工作特性曲線，依據(jù)需求功率大小采用局部功率跟隨控制選取和確定穩(wěn)定工作點(diǎn)；

步驟4：依據(jù)上述當(dāng)前的功率需求值，確定増程器中的發(fā)動機(jī)在所述目標(biāo)區(qū)域內(nèi)對應(yīng)的轉(zhuǎn)速值；

步驟5：控制發(fā)動機(jī)工作在所述轉(zhuǎn)速值上，并調(diào)節(jié)所述増程器中發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩，以使所述增程器實(shí)際輸出的功率值跟隨所述當(dāng)前的功率需求值變化；

步驟6：根據(jù)當(dāng)前的功率需求值及實(shí)際功率值，確定所述増程器在靜止坐標(biāo)系下的電流需求值；

步驟7：獲取所述發(fā)電機(jī)在靜止坐標(biāo)系下的實(shí)際電流值；

步驟8：根據(jù)所述電流需求值及實(shí)際電流值，采樣多頻比例諧振控制器，確定所述發(fā)電機(jī)在靜止坐標(biāo)系下的電壓需求值；

步驟9：基于空間矢量調(diào)制策略，確定功率變換器中各功率開關(guān)的驅(qū)動信號；

步驟10：基于所述驅(qū)動信號，對所述各功率開關(guān)的工作狀態(tài)進(jìn)行控制。

作為優(yōu)選方案之一，在所述步驟8中，基于發(fā)動機(jī)在n個工作點(diǎn)上切換，轉(zhuǎn)速點(diǎn)當(dāng)然也隨之切換，因此發(fā)電機(jī)的輸出頻率也將根據(jù)轉(zhuǎn)速的變化穩(wěn)定工作在n個頻率點(diǎn)ω1、ω2…ωn；多頻比例諧振控制器能夠在指定頻率處具有穩(wěn)態(tài)無靜差跟蹤的特性，為實(shí)現(xiàn)不同頻率下的無靜差跟蹤，多頻比例諧振控制器s域傳遞函數(shù)表達(dá)式如下：

其中，ωi是高效工作區(qū)的諧振頻率點(diǎn)，kp、kr為比例、諧振增益系數(shù)，ωc為諧振截止角頻率；多頻比例諧振控制器在這n個頻率點(diǎn)附近的增益為kp+kri；通過參數(shù)kp與參數(shù)kri的設(shè)計(jì)，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)在諧振頻率處的近似零穩(wěn)態(tài)誤差控制。

作為優(yōu)選方案之一進(jìn)一步優(yōu)選方案，所述步驟4的具體過程為：

開始；

步驟4.1：判斷是否滿足soc<0.2，如果滿足，轉(zhuǎn)步驟4.3；否則轉(zhuǎn)步驟4.2；

步驟4.2：啟動cd運(yùn)行模式；

步驟4.3：啟動cs運(yùn)行模式，判斷整車需求功率p^*位于哪個工作點(diǎn)附近，給發(fā)動機(jī)匹配相應(yīng)的轉(zhuǎn)速和扭矩；

步驟4.7：判斷是否滿足soc>0.3，如果滿足，轉(zhuǎn)步驟4.11；否則轉(zhuǎn)步驟4.3；

步驟4.11：關(guān)閉cs運(yùn)行模式。

作為優(yōu)選方案之一更進(jìn)一步優(yōu)選方案，所述n＝3，多頻比例諧振控制器s域傳遞函數(shù)表達(dá)式如下：

作為優(yōu)選方案之一再進(jìn)一步優(yōu)選方案，所述步驟4的具體過程為：

開始；

步驟4.1：判斷是否滿足soc<0.2，如果滿足，轉(zhuǎn)步驟4.3；否則轉(zhuǎn)步驟4.2；

步驟4.2：啟動cd運(yùn)行模式；

步驟4.3：啟動cs運(yùn)行模式，判斷整車需求功率p^*是否大于發(fā)動機(jī)最小輸出功率；大于則轉(zhuǎn)步驟4.4；否則轉(zhuǎn)步驟4.8；

步驟4.4：判斷整車需求功率p^*是否大于發(fā)動機(jī)第一中間輸出功率p2；大于則轉(zhuǎn)步驟4.5；否則轉(zhuǎn)步驟4.9；

步驟4.5：判斷整車需求功率p^*是否大于發(fā)動機(jī)第二中間輸出功率；大于則轉(zhuǎn)步驟4.6；否則轉(zhuǎn)步驟4.10；

步驟4.6：發(fā)動機(jī)輸出功率p2<pout<p3，轉(zhuǎn)速、扭矩進(jìn)行相應(yīng)的匹配；然后轉(zhuǎn)步驟4.7；

步驟4.7：判斷是否滿足soc>0.3，如果滿足，轉(zhuǎn)步驟4.11；否則轉(zhuǎn)步驟4.3；

步驟4.8：發(fā)動機(jī)輸出功率pout＝pmin，

步驟4.9：發(fā)動機(jī)輸出功率滿足pmin<pout<＝p1，轉(zhuǎn)速、扭矩進(jìn)行相應(yīng)的匹配；然后轉(zhuǎn)步驟4.7；

步驟4.10：發(fā)動機(jī)輸出功率滿足p2<pout<＝p3，轉(zhuǎn)速、扭矩進(jìn)行相應(yīng)的匹配；然后轉(zhuǎn)步驟4.7；

步驟4.11：關(guān)閉cs運(yùn)行模式；

p3代表發(fā)電機(jī)最大輸出功率。

作為優(yōu)選方案之二，所述發(fā)電機(jī)的輸出功率通過定子電流q軸分量iq實(shí)現(xiàn)，公式如下：

本發(fā)明相對于現(xiàn)有技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)在于：

(一)提出了基于比例諧振(proportionalresonant,pr)控制的多比例諧振控制器(multi-frequencyproportionalresonant,mfpr)，在兩相靜止坐標(biāo)系下可實(shí)現(xiàn)對不同轉(zhuǎn)速下的發(fā)電機(jī)輸出電流進(jìn)行快速無靜差跟蹤?？珊喕刂七^程的坐標(biāo)變換，且能夠提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性及魯棒性。

(二)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本專利所提出的控制策略具有優(yōu)良的穩(wěn)定運(yùn)行性能和對參數(shù)變化的魯棒性，有效兼顧系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)裕度和暫態(tài)性能，達(dá)到較好的實(shí)時跟蹤效果。所提控制策略使發(fā)動機(jī)圍繞最低燃油消耗曲線運(yùn)行，同時發(fā)電機(jī)也持續(xù)運(yùn)行在高效區(qū)內(nèi)，實(shí)驗(yàn)測試發(fā)電機(jī)工作區(qū)效率在90％以上，有效的提高了增程器的發(fā)電效率，減少了整車的燃油消耗。

附圖說明：

圖1是增程式電動汽車動力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是増程器cd-cs工作模式下的控制方法示意圖；(a)為恒功率控制，(b)為功率跟隨控制。

圖3是實(shí)施例中發(fā)動機(jī)特性曲線及高效工作區(qū)。

圖4是實(shí)施例中發(fā)動機(jī)特性曲線及高效工作區(qū)工作點(diǎn)示意圖。

圖5是實(shí)施例中增程器局部功率跟隨控制框圖。

圖6是實(shí)施例中基于電流環(huán)mfpr控制器的控制策略。

圖7是實(shí)施例中理想pr控制器的幅頻特性。

圖8是實(shí)施例中電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖。

圖9是實(shí)施例中系統(tǒng)電流環(huán)頻域響應(yīng)特性曲線。

圖10是實(shí)施例仿真驗(yàn)證中，采用本專利控制策略的發(fā)電機(jī)輸出電流波形，實(shí)際值圍繞著參考值微小波動，基本重合。

圖11是實(shí)施例仿真驗(yàn)證中，采用現(xiàn)有技術(shù)—傳統(tǒng)svm控制策略的發(fā)電機(jī)電流波形，實(shí)際值圍繞著參考值波動，局部波動幅度較大。

圖12是實(shí)施例仿真驗(yàn)證中，增程器需求功率跳變時功率瞬態(tài)響應(yīng)曲線，實(shí)際值圍繞著參考值微小波動，基本重合。

圖13是實(shí)施例仿真驗(yàn)證中，功率給定突變發(fā)電機(jī)電流波形。

圖14是實(shí)施例實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證中，功率給定突變發(fā)電機(jī)側(cè)輸出瞬態(tài)響應(yīng)曲線；14(a)為輸出功率給定值與實(shí)際測量波形，14(b)為輸出電流變化波形。

具體實(shí)施方式：

實(shí)施例：

本實(shí)施例的er系統(tǒng)是針對城市緊湊型電動汽車的應(yīng)用。根據(jù)整車開發(fā)目標(biāo)以及性能要求，最終確定系統(tǒng)由一個17kw兩缸四沖程發(fā)動機(jī)、13kw永磁同步發(fā)電機(jī)以及pwm變換器組成。圖3為選用發(fā)動機(jī)的特性曲線圖，由于永磁同步發(fā)電機(jī)在70％以上工作區(qū)域內(nèi)都能達(dá)到90％以上的輸出效率，而發(fā)動機(jī)相比發(fā)電機(jī)的高效工作區(qū)要窄很多，因此分析確定發(fā)動機(jī)的最低燃油消耗工作區(qū)即可實(shí)現(xiàn)er系統(tǒng)高效率工作的匹配。

根據(jù)圖3發(fā)動機(jī)的特性曲線可以近似擬合出一條三階的轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩的函數(shù)關(guān)系曲線，如圖4紅色虛線所示。曲線上的每一個點(diǎn)代表相應(yīng)功率下轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的優(yōu)化匹配，曲線的函數(shù)關(guān)系可以表示為：

已知整車的功率需求p*，可以實(shí)時獲得燃油消耗最低工作曲線上的工作點(diǎn)[t*eng,ω*e]。由圖3可以得出選用發(fā)動機(jī)的高效工作區(qū)域?yàn)?500rpm≤ωe≤3000rpm,30rpm≤teng≤47rpm。因此為了實(shí)現(xiàn)效率的優(yōu)化，工作點(diǎn)需限定在上述區(qū)域內(nèi)，依據(jù)需求功率大小采用局部功率跟隨控制。當(dāng)需求功率范圍是7kw到9kw時，發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速設(shè)定為2300rpm，轉(zhuǎn)矩在a點(diǎn)附近調(diào)節(jié)，；當(dāng)功率范圍9kw到11kw時，發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速設(shè)定為2500rpm，轉(zhuǎn)矩在b點(diǎn)附近調(diào)節(jié)，；功率范圍11kw到13kw時，轉(zhuǎn)速設(shè)定為2700rpm，轉(zhuǎn)矩在c點(diǎn)附近調(diào)節(jié)。通過在三個速度等級上調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩實(shí)現(xiàn)輸出跟蹤目標(biāo)功率控制。

控制的流程圖如圖5所示，當(dāng)電池soc達(dá)到設(shè)定的臨界值時發(fā)出啟動命令。系統(tǒng)啟動進(jìn)入運(yùn)行狀態(tài)后，er根據(jù)整車控制器發(fā)送的需求功率p*，判斷是否進(jìn)入功率跟隨區(qū)域。er的最小輸出功率為7kw,當(dāng)需求功率p*小于7kw時，增程器將恒定在最小功率輸出，多余的能量給電池充電。當(dāng)p*大于7kw時，發(fā)動機(jī)將根據(jù)需求功率在三個速度等級上切換。

為了分析er發(fā)電系統(tǒng)的功率跟隨控制策略，需要建立被控對象的數(shù)學(xué)模型。永磁同步電機(jī)按照發(fā)電機(jī)慣例，得到轉(zhuǎn)子磁鏈定向旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電機(jī)的數(shù)學(xué)模型表達(dá)式如下:

電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式：

tem＝0.75pn[ψfiq+(ld-lq)idiq]

其中ud、uq、id、iq分別為定子電壓電流d、q軸分量；ld、lq分別為d、q軸同步電感；ψf轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈；ωs同步角頻率；rs定子繞組電阻；pn表示電機(jī)的極數(shù)；tem為電磁轉(zhuǎn)矩。采用id＝0控制定子電流，則電磁轉(zhuǎn)矩的表達(dá)式可以簡化為：

tem＝1.5pnψfiq

根據(jù)電機(jī)功率、轉(zhuǎn)速以及轉(zhuǎn)矩之間的關(guān)系可知：

因此,當(dāng)轉(zhuǎn)速一定時，通過控制iq即可實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)輸出功率的調(diào)節(jié)。

er發(fā)電機(jī)采用mfpr控制器功率跟隨控制策略如圖6所示。uα和uβ為靜止坐標(biāo)系下電壓矢量的α、β軸分量，iα和iβ為電流互感器所檢測的定子三相電流檢測值ia、ib、ic轉(zhuǎn)換為兩相靜止坐標(biāo)系下的電流檢測值在α、β軸的分量，“abc/αβ”為三相到兩相坐標(biāo)變換，“dq/αβ”為兩相旋轉(zhuǎn)到兩相靜止坐標(biāo)變換，pll為鎖相環(huán)用以實(shí)時檢測發(fā)電機(jī)三相輸出電壓ua、ub、uc的相角θ，p*為瞬時有功功率參考值，瞬時有功功率反饋值p為通過功率變換器直流母線電壓vdc和電流idc相乘得來。id、iq分別為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下定子電流d、q軸分量，基于瞬時有功功率參考值p*與系統(tǒng)瞬時有功功率實(shí)際反饋值p確定比例積分(pi)控制器的輸入值，經(jīng)過pi調(diào)節(jié)器可計(jì)算出兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下定子參考電流的dq軸分量id^*、iq^*，再通過“dq/αβ”環(huán)節(jié)獲得兩相靜止坐標(biāo)系下電流參考值iα^*、iβ^*。然后，基于靜止αβ坐標(biāo)系的電流檢測值與靜止αβ坐標(biāo)系的電流參考值iα^*、iβ^*確定多頻率比例諧振控制器(multi-frequencyprcontroller，mfpr)的輸入值。利用mfpr調(diào)節(jié)器可計(jì)算出兩相靜止坐標(biāo)系下電壓參考值uα^*、uβ^*。進(jìn)而基于所述空間矢量調(diào)制策略(svm)輸出功率開關(guān)的通斷驅(qū)動信號控制三相功率變換器。

外環(huán)以增程式電動汽車的需求功率為參考值p*，對瞬時功率進(jìn)行實(shí)時控制，從而獲得良好的動、靜態(tài)特性。內(nèi)環(huán)是被控參數(shù)為交變信號的電流環(huán)，其中，iα*、iβ*為靜止坐標(biāo)系下電流參考值，pr控制器被引入并擴(kuò)展為mfpr控制器以實(shí)現(xiàn)上一節(jié)提到的多工作點(diǎn)下不同頻率輸出電流控制，以顯著減少控制系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差。

理想型pr調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)如下所示：

其中，ω0為諧振頻率，kp、kr為比例、諧振增益系數(shù)。當(dāng)發(fā)電機(jī)參考輸出電流信號的角頻率為ω0，即s＝±jω0，此時可得gpr(s)幅值：

由上面公式可以看出控制器在所跟蹤信號頻率處幅值裕量無窮大，而在其他非基頻處增益非常小，同時引入90°的相角滯后。對于閉環(huán)控制系統(tǒng)，輸出能夠達(dá)到在幅值和相位上無靜差跟蹤特定頻率處的交流給定量，但當(dāng)發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速發(fā)生波動時，發(fā)電機(jī)輸出電流頻率會受到攝動，因?yàn)閹捿^窄，系統(tǒng)開環(huán)增益將出現(xiàn)明顯減小，從而無法穩(wěn)定跟蹤被控信號，進(jìn)而引起系統(tǒng)穩(wěn)定性變差，如圖7所示。

為了有效降低攝動對變換器輸入電流的影響，同時滿足控制系統(tǒng)穩(wěn)定性要求，引入準(zhǔn)pr控制器，可推得控制器s域傳遞函數(shù)：

其中ωc為截止角頻率。由上述公式可看出，在ω0點(diǎn)其增益由無窮大降低到有限增益，通過合理的參數(shù)變量設(shè)計(jì)可以有效的消除穩(wěn)態(tài)誤差。

基于前面所述，由于發(fā)動機(jī)將在三個轉(zhuǎn)速點(diǎn)上切換，因此發(fā)電機(jī)的輸出頻率也將根據(jù)轉(zhuǎn)速的變化穩(wěn)定工作在三個頻率點(diǎn)ω1、ω2與ω3。準(zhǔn)pr控制器能夠在指定頻率處具有穩(wěn)態(tài)無靜差跟蹤的特性，為實(shí)現(xiàn)不同頻率下的無靜差跟蹤，本專利采用多個準(zhǔn)pr控制器(multi-frequencyprcontroller，mfpr)共同作用對不同頻率的輸出電流實(shí)施控制?？刂破鱯域傳遞函數(shù)表達(dá)式如下：

通過傳遞函數(shù)可以看出系統(tǒng)有三個諧振頻率點(diǎn)ω1、ω2和ω3，mfpr控制器在這三個頻率點(diǎn)附近的增益為kp+kri。通過合理的參數(shù)kp與參數(shù)kri的設(shè)計(jì)，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)在諧振頻率處的近似零穩(wěn)態(tài)誤差控制。過大的kp值將削弱諧振環(huán)節(jié)的相對優(yōu)勢，即間接影響了控制器的帶寬與穩(wěn)定性。增大kri值，控制器諧振頻率處增益隨之提高，達(dá)到了消除穩(wěn)態(tài)誤差的效果。因此，mfpr控制器參數(shù)設(shè)計(jì)需要兼顧各性能指標(biāo)對系統(tǒng)動、靜態(tài)性能的相互影響，其參數(shù)調(diào)節(jié)的規(guī)律為：調(diào)節(jié)比例增益kp與諧振增益kri以符合系統(tǒng)穩(wěn)定性與動態(tài)性能；調(diào)節(jié)截止頻率ωc以抑制信號波動對控制信號產(chǎn)生的擾動。欲實(shí)現(xiàn)快速動態(tài)響應(yīng)，系統(tǒng)帶寬需足夠大。但過大的帶寬將引入系統(tǒng)開關(guān)頻率等高頻噪聲，需要折中考慮彼此影響加以選取。

為了提高變換器的動、靜態(tài)性能，除上面分析了控制器各參數(shù)對系統(tǒng)控制性能影響之外，針對整個控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析設(shè)計(jì)亦尤為重要，圖8為電流環(huán)控制模型框圖,iα*和iα分別表示發(fā)電機(jī)輸出電流在αβ坐標(biāo)下的給定值與實(shí)際值；其中模塊1為mfpr控制結(jié)構(gòu)，模塊2為三相vsc所構(gòu)成的發(fā)電機(jī)控制的數(shù)學(xué)模型。

考慮到控制系統(tǒng)在諧振頻率點(diǎn)處增益遠(yuǎn)大于1，根據(jù)電流內(nèi)環(huán)模型可以推出系統(tǒng)電流環(huán)開環(huán)傳函表達(dá)式為：

傳遞函數(shù)gd(s)表征了系統(tǒng)控制信號的采樣保持，該環(huán)節(jié)通過一個滯后環(huán)節(jié)表述：

傳遞函數(shù)gvsc(s)表征了功率變換器脈寬調(diào)制環(huán)節(jié)時間延時，該環(huán)節(jié)為一階慣性環(huán)節(jié)：

傳遞函數(shù)gl(s)表征了永磁同步發(fā)電機(jī)數(shù)學(xué)模型，該環(huán)節(jié)為一階慣性環(huán)節(jié)：

其中，l為永磁同步發(fā)電機(jī)定子等效電感；r為永磁同步發(fā)電機(jī)定子等效電阻。

由圖9所示電流環(huán)控制框圖，傳遞函數(shù)gd(s)表征了系統(tǒng)控制信號的采樣保持，并且考慮到a/d采樣保持與傳輸將導(dǎo)致一拍計(jì)算延時滯后，即該環(huán)節(jié)可通過一個滯后環(huán)節(jié)表述：

由泰勒級數(shù)(taylor)對此一階滯后環(huán)節(jié)展開：

將上式傳函中的s由jω代替，由于較高的采樣頻率，并基于采樣保持的信號為頻率較低的電流變量，可得出：

進(jìn)而上述延時環(huán)節(jié)可近似為一階小慣性環(huán)節(jié)，可得：

同時，pwm環(huán)節(jié)波形占空比更新亦帶來半拍延時引起-ωts/2的相位延遲。對該一階小慣性環(huán)節(jié)進(jìn)行近似逼近：

其中，∑ti為等效延時因子，kd為等效增益系數(shù)，td為采樣保持延時時間，kd為采樣保持延時系數(shù)，tpwm為脈寬調(diào)制延時時間，kpwm為脈寬調(diào)制延時系數(shù)。信號采樣和pwm環(huán)節(jié)等效延時因子∑ti為采樣周期的1.5倍，它的取值對電流內(nèi)環(huán)產(chǎn)生較大影響。

圖9為控制系統(tǒng)電流環(huán)的閉環(huán)頻域特性曲線，借以探討被設(shè)計(jì)系統(tǒng)可允許模型不確定性程度的穩(wěn)定裕度指標(biāo)。從圖中可以看出系統(tǒng)幅值裕度(gainmargin，gm)的值為：

h＝-20lg|g(jωcs)|＝11.5db

相位裕度(phasemargin,pm)的值為：

γ＝π+∠g(jωs)＝49.8°

一般要求系統(tǒng)的相角裕度為30°<pm<60°，幅值裕度gm>6db。由閉環(huán)傳函bode圖可知，其所涉電流環(huán)帶寬較寬，故對于不同轉(zhuǎn)速下的發(fā)電機(jī)輸出電流頻率在100hz～200hz之間亦滿足系統(tǒng)穩(wěn)定裕量要求。綜上分析，此閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

仿真驗(yàn)證：為了驗(yàn)證本專利所提出的控制策略的有效性，依照圖6所示系統(tǒng)模型建立仿真系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。根據(jù)整車需求功率設(shè)定發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速，通過控制發(fā)電機(jī)電流實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)輸出功率的控制。圖10和圖11分別表示本專利所提方法與傳統(tǒng)空間矢量調(diào)制(spacevectormodulation,svm)控制方法對應(yīng)發(fā)電機(jī)側(cè)相電流跟蹤指令電流的情況?？梢钥闯?，本專利策略下電流參考值和實(shí)際輸出波形在相位和幅值上基本重合，說明所設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)可以達(dá)到無靜差跟蹤。

為了驗(yàn)證er發(fā)電系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能,仿真系統(tǒng)測試了當(dāng)需求功率突變時系統(tǒng)的動態(tài)性能。如圖12所示，當(dāng)增程器控制系統(tǒng)接受7kw的需求功率信號，獲得發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速的參考值為2300rpm,發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)矩參考值為30nm。隨著功率給定值的跳變，功率輸出沒有明顯的波動，在短時間內(nèi)即達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。圖13為電流內(nèi)環(huán)對功率的變化做出快速的響應(yīng)。

實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證：為了進(jìn)一步驗(yàn)證所述方法和理論的正確性，按照圖6所示主電路拓?fù)浯罱薳r發(fā)電系統(tǒng)測試臺。圖14(a)為功率實(shí)測值與參考值的跟蹤情況且無明顯波動，表明快速的電流內(nèi)環(huán)控制提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。圖14(b)給出發(fā)電機(jī)輸出電流以及直流母線電壓隨給定功率變化的時域波形，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了發(fā)電機(jī)輸出電流的快速零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，這得益于圖6框圖中電流內(nèi)環(huán)對輸入電流的直接控制，以及mfpr控制器在不同諧振頻率下的高增益跟蹤。為了驗(yàn)證控制策略對發(fā)電機(jī)輸出效率的影響，實(shí)驗(yàn)臺測試了在不同目標(biāo)轉(zhuǎn)速下(2300rpm,2500rpm,2700rpm)，采用pr控制不同輸出功率時的發(fā)電機(jī)效率。當(dāng)輸出功率大于7kw時,發(fā)電機(jī)的輸出效率能達(dá)到在90％以上。

通過本實(shí)施例，可得出如下結(jié)論：

(一)以增程器效率優(yōu)化為目的，設(shè)計(jì)了適合城市增程式電動汽車運(yùn)行的多段式功率跟隨控制策略。解除發(fā)動機(jī)與發(fā)電機(jī)之間的耦合，發(fā)動機(jī)選擇高效工作區(qū)內(nèi)分段恒轉(zhuǎn)速運(yùn)行，發(fā)電機(jī)通過調(diào)節(jié)電流實(shí)現(xiàn)輸出跟蹤目標(biāo)功率控制。

(二)通過在αβ靜止坐標(biāo)系下電流內(nèi)環(huán)引入mfpr多比例諧振控制器，實(shí)現(xiàn)對增程式發(fā)電系統(tǒng)在不同轉(zhuǎn)速下的輸出電流/功率的直接調(diào)節(jié)，具有良好的動態(tài)響應(yīng)和強(qiáng)魯棒性的調(diào)制。

(三)利用頻域響應(yīng)分析工具，探討和總結(jié)了文中所提策略下系統(tǒng)主要參數(shù)與穩(wěn)定裕度的內(nèi)在機(jī)理，提出了系統(tǒng)參數(shù)整定和穩(wěn)定性設(shè)計(jì)的一般方法。設(shè)計(jì)后系統(tǒng)幅值裕度為11.5db,相角裕度為49.8°，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定裕量的要求。

(四)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本專利所提出的控制策略具有優(yōu)良的穩(wěn)定運(yùn)行性能和對參數(shù)變化的魯棒性，有效兼顧系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)裕度和暫態(tài)性能，達(dá)到較好的實(shí)時跟蹤效果。所提控制策略使發(fā)動機(jī)圍繞最低燃油消耗曲線運(yùn)行，同時發(fā)電機(jī)也持續(xù)運(yùn)行在高效區(qū)內(nèi)，實(shí)驗(yàn)測試發(fā)電機(jī)工作區(qū)效率在90％以上，有效的提高了增程器的發(fā)電效率，減少了整車的燃油消耗。